華南理工大學(xué)電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告.doc
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電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告 正激式直流電源的設(shè)計 專 業(yè): 電氣工程及其自動化 班 級: 12電氣(6)班 學(xué) 號: 201230282079 姓 名: 林家俊 指導(dǎo)老師: 王學(xué)梅 老師 華南理工大學(xué)電力學(xué)院 2014年1月12日 1. 課題名稱與研究現(xiàn)狀 正激式直流電源的設(shè)計。所謂正激式直流電源(亦稱為正激式開關(guān)電源)只是開關(guān)電源的一種,按照不同的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)電源可以分成不同的種類: 從工作性質(zhì)上分,大體上可分“硬開關(guān)”和“軟開關(guān)”兩種,從工作方式上分,又可以分為正激式、反激式、推挽式,將推挽式加以改進(jìn)又可分為半橋式和全橋式。正激式的變壓器一次側(cè)與二次側(cè)同名端式一致的,而反激式的則剛好相反,而且在具體的功能上二者也有區(qū)別,正激式變壓器只是起到一個能量的傳遞作用,而反激式變壓器則還要暫時的儲存能量起到一個電感的作用,因為由于變壓器電感的極性的不同,反激式變壓器一次側(cè)與二次側(cè)是不會同時導(dǎo)通的,但正激式和反激式變壓器基本上都是一個輸入端與反饋繞組共同構(gòu)成一次側(cè),而輸出端則只有一組,推挽式的變壓器則相當(dāng)于兩個反相位工作的正激式變壓器的組合,其有兩個輸入端兩個輸出端。一般來說正激式的輸出功率要高一些,成本也相應(yīng)的高一些,而反激式易于實現(xiàn),但是功率比較小,成本也低一些,推挽式的電路比較復(fù)雜,輸出功率范圍比較廣。由于反激式開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器起到儲能電感的作用,因此反激式開關(guān)變壓器類似于電感的設(shè)計,但需注意防止磁飽和的問題。反激式在20~100W的小功率開關(guān)電源方面比較有優(yōu)勢,因其電路簡單,控制也比較容易。而正激式開關(guān)電源中的高頻變壓器只起到傳輸能量的作用,其開關(guān)變壓器可按正常的變壓器設(shè)計方法,但需考慮磁復(fù)位、同步整流等問題。正激式適合50~250W之低壓、大電流的開關(guān)電源。這是二者的重要區(qū)別!電源是各種電子設(shè)備必不可少的組成部分,其性能的優(yōu)劣直接與電子設(shè)備的性能指標(biāo)及是否能安全可靠地工作相關(guān)。開關(guān)電源具有小型輕量同時高效率等突出的優(yōu)點,到目前已經(jīng)廣泛用于各種電子電器設(shè)備,特別是計算機(jī)和通信設(shè)備,包括移動終端和消費類電子產(chǎn)品,可以說無所不在,不可或缺。開關(guān)電源是一種利用現(xiàn)代電力電子技術(shù),控制開關(guān)管開通與關(guān)斷的時間比率,維持穩(wěn)定輸出電壓或電流的電路,其一般由脈沖寬度調(diào)制與控制芯片和開關(guān)管(IGBT、BJT、MOSFET等)構(gòu)成。由于這種PWM型的開關(guān)電源在使用和設(shè)計的時候比線性電源具有更高的效率和靈活性,所以可以在各種便攜式產(chǎn)品,航空和自動化產(chǎn)品,儀器與儀表中發(fā)現(xiàn)它們的存在。 開關(guān)電源如今已經(jīng)發(fā)展到第5代。上世紀(jì)60年代初開發(fā)的是第一代開關(guān)電源,那時線性電源剛剛開始向開關(guān)電源發(fā)展,開關(guān)頻率低,成本高,使用范圍受到很大限制,僅使用在軍事、航天等少數(shù)高科技領(lǐng)域。第二代無工頻變壓器的開關(guān)電源在70年代末開始研制,但是受當(dāng)時技術(shù)條件的限制,生產(chǎn)的電源產(chǎn)品因為效率較低、頻率低、電路復(fù)雜度較高,調(diào)試難度大,不易推廣使用等一系列的問題讓其應(yīng)用范圍受到較大限制,所以第三代開關(guān)電源的研發(fā)勢在必行。它誕生于80年代初期,電力電子技術(shù)的成熟以及功率半導(dǎo)體技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展使得多種型號的中小功率高頻開關(guān)電源的研發(fā)成為可能,并被應(yīng)用于計算機(jī)、電視、通信、移動等產(chǎn)品領(lǐng)域,取得了比較豐碩的成果。在此時期內(nèi),IC技術(shù)與電源技術(shù)和自動控制技術(shù)互相融合,開發(fā)出各種開關(guān)電源專用芯片,這種新型節(jié)能電源得到了極大發(fā)展。目前,電源的開關(guān)頻率已從20千赫茲提高到了幾百千赫茲甚至更高。90年代中期開始研制第四代開關(guān)電源,開關(guān)電源在設(shè)計時將要考慮EMC(電磁兼容),PFC(功率因素校正)等其他方面較高的技術(shù)要求。同時開關(guān)電源使用的電子元器件也獲得較快發(fā)展。瞬態(tài)電壓抑制器 (TVS)、壓敏電阻器(如TL431)、電磁干擾濾波器(EMIFilter)、非晶合金制造的磁珠(magneticbead)等一大批新器件、新材料正被廣泛采用。 高頻化和模塊化是開關(guān)電源在未來主要發(fā)展的兩個方向,高頻化使其不斷小型化成為可能,進(jìn)而可推動高性能的開關(guān)電源的應(yīng)用范圍不斷擴(kuò)展,尤其是在高新電子技術(shù)領(lǐng)域。面臨著原油價格的不斷上漲和其他能源的緊缺,高性能的開關(guān)電源在能源和資源的優(yōu)化使用,效率提升以及保護(hù)環(huán)境等許多方面意義重大。模塊化是開關(guān)電源發(fā)展另一個總體趨勢,模塊化使電源的設(shè)計更加合理,電源的應(yīng)用可以更加多樣化和更有針對性。同時可以采用模塊化的電源構(gòu)成分布式的電源系統(tǒng)如冗余電源系統(tǒng),實現(xiàn)多個電源的并聯(lián),擴(kuò)充容量。 2. 課題設(shè)計任務(wù),指標(biāo)內(nèi)容及要求 2.1 技術(shù)指標(biāo) 正激式開關(guān)電源的技術(shù)指標(biāo) 項 目 參 數(shù) 輸入電壓 單相交流220V 輸入電壓變動范圍 180Vac~240Vac 輸入頻率 50Hz 輸出電壓 VO=12V*5A 輸出功率 60W 2.2 主要設(shè)計內(nèi)容 主電路的詳細(xì)設(shè)計和參數(shù)選擇;開關(guān)器件的選擇;驅(qū)動電路的設(shè)計;脈沖變壓器的設(shè)計及選型;控制電路;仿真軟件自選;全部元器件型號參數(shù)(列表說明)。 2.3 特殊要求 給出如下仿真波形和結(jié)果: 1)額定輸出下正常運行 2)突加突減額定負(fù)載運行(空載——額定負(fù)載——空載)*可選 3. 總體電路的功能框圖,基本原理及其說明 功能框架原理圖 上圖所示是正激開關(guān)電源電路的典型結(jié)構(gòu),它主要由整流濾波電路、DC/DC變換電路、開關(guān)占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構(gòu)成。 前級整流濾波電路用來消除來自電網(wǎng)的干擾,同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴(kuò)散,并將電網(wǎng)輸入電壓進(jìn)行整流濾波,為變換器提供直流電壓。變換器是開關(guān)電源的關(guān)鍵部分,它把高頻交流電壓(開關(guān)管的開通與關(guān)斷形成的高頻交流電壓)變換成直流電壓,并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用。取樣電路和開關(guān)占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓,并將其與基準(zhǔn)電壓比較,進(jìn)行放大,調(diào)制振蕩器的脈沖寬度,從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。 開關(guān)電源的基本工作原理:輸入交流電(市電)首先經(jīng)過整流濾波電路形成直流VS,該直流電V。再經(jīng)過通、斷狀態(tài)控制的電子開關(guān)電路后,變換成脈沖狀態(tài)交流電V0,V0再經(jīng)正激變換器構(gòu)成的整流濾波電路平滑后,輸出直流。顯然,輸出直流V0的大小取決于脈沖狀交流電V0的有效值大?。ǔ烧龋鳹0的有效值又與開關(guān)的導(dǎo)通占空比D=TON/T(其中T=TON+TOFF)成正比。此外,通過取樣比較電路中對輸出電壓V0取樣,并使之與基準(zhǔn)電壓VREF進(jìn)行比較,若取樣電壓高于VREF,則比較電路輸出Ve減小,取樣控制占空比控制電路,使TON/T下降,從而使V0下降;若取樣電壓低于VREF,則比較電路輸出Ve增加,使TON/T增加,從而使V0增加,這樣就可以使開關(guān)電源的輸出電壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。 實際電路圖 4. 經(jīng)典單端正激變換器的工作原理 4.1 基本電路 4.2基本工作原理 4.2.1.正激電路的工作過程 圖2-6中開關(guān)S開通后,變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負(fù),與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負(fù)。因此VD1處于通態(tài),VD2為斷態(tài),電感L的電流逐漸增長;S關(guān)斷后,電感L通過VD2續(xù)流,VD1關(guān)斷。變壓器的勵磁電流經(jīng)N3繞組和VD3流回電源,所以S關(guān)斷后承受的電壓為 4.2.2 變壓器的磁心復(fù)位 圖中開關(guān)S開通后,變壓器的激磁電流由零開始,隨時間線性的增長,直到S關(guān)斷。為防止變壓器的激磁電感飽和,必須設(shè)法使激磁電流在S關(guān)斷后到下一次再開通的時間內(nèi)降回零,這一過程稱為變壓器的磁心復(fù)位。在正激電路中,變壓器的繞組W3和二極管VD3組成復(fù)位電路。工作原理是開關(guān)S關(guān)斷后,變壓器勵磁電流通過W3繞組和VD3留回電源,并逐漸線性的下降為零。變壓器的磁心復(fù)位時間為 如下圖所示為磁心復(fù)位過程 B R B S B H O 正激式變壓器輸出電壓 1) 輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下有 2)輸出電感電流不連續(xù)時有 5功能塊及單元電路的設(shè)計、計算與說明 5.1 整流濾波電路的設(shè)計與計算 圖 整流濾波電路 如圖所示,由VD5~8四個二極管和穩(wěn)壓電容CI1構(gòu)成的橋式全波整流電路將輸入的220V,50Hz的交流電轉(zhuǎn)換直流電,穩(wěn)壓電容同時也用來消除來自電網(wǎng)的干擾,同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴(kuò)散,并將電網(wǎng)輸入電壓進(jìn)行整流濾波,為變換器提供直流電壓。當(dāng)參數(shù)選擇恰當(dāng)時,整流濾波得到的直流電壓為交流電壓220V的倍,約為311V。由于輸入交流電壓在180~240V之間波動,則該直流電壓將在255~340V之間波動。選擇電容為250mF時,整流輸出的電壓在250V~339V間變化,于是,選擇電容為250mF。二極管VD5~8,穩(wěn)壓電容CI1的耐壓值均為350V。 5.2 正激變換電路的設(shè)計 5.2.1 工作頻率的確定 工作頻率對電源體積以及特性影響很大,必須很好選擇。工作頻率高時,開關(guān)變壓器和輸出濾波器可小型化,過渡響應(yīng)速度快。但主開關(guān)元件的熱損耗增大、噪聲大,而且集成控制器、主開關(guān)元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設(shè)計等受到限制。 這里基本工作頻率選200kHz,則 =5μs 式中,為周期,為基本工作頻率。 5.2.2 最大導(dǎo)通時間的確定 對于正向激勵開關(guān)電源,選為40%~45%較為適宜。最大導(dǎo)通時間為 = 是設(shè)計電路時的一個重要參數(shù),它對主開關(guān)元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉(zhuǎn)換效率等都有很大影響。此處,選=45%。由上式,則有 =5μs0.45=2.25μs 正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu)如下圖所示。 圖 正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu) 5.2.3 變壓器匝比的計算 1.次級輸出電壓的計算 如下圖所示,次級電壓與電壓++的關(guān)系可以這樣理解:正脈沖電壓與包圍的矩形“等積變形”為整個周期的矩形,則矩形的“縱向的高”就是++,即 式中,是輸出二極管的導(dǎo)通壓降,是包含輸出扼流圈的次級繞組接線壓降。 由此可見,下圖所示A面積等于B面積,C是公共面積,因此,真正加在負(fù)載上的輸出電壓更小。 圖 “等積變形”示意圖 根據(jù)上式,次級最低輸出電壓為 ==28.44V 式中,取0.5V(肖特基二極管),取0.3V。 2.變壓器匝比的計算 正激式開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器只起到傳輸能量的作用,是真正意義上的變壓器,初、次級繞組的匝比為 = 根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍180V~240V,則=250V~340V,=250V,所以有 ==≈8.79 將上述整合,則變壓器的匝比為 = 5.2.4 變壓器次級輸出電壓的計算 變壓器初級的匝數(shù)與最大工作磁通密度(高斯)之間的關(guān)系為 式中,為磁芯的有效截面積(mm2),為最大工作磁通密度。 根據(jù)輸出功率與磁芯的尺寸之間關(guān)系粗略計算變壓器有關(guān)參數(shù),磁芯選EI-28,其有效截面積約為85mm2,磁芯材料相當(dāng)于TDK的H7C4,最大工作磁通密度可由下圖查出。 圖 H7C4材料磁芯的B-H特性 實際使用時,磁芯溫度約為100℃,需要確保為線性范圍,因此在3000高斯以下。但正向激勵開關(guān)電源是單向勵磁,設(shè)計時需要減小剩磁(利于磁復(fù)位)——剩磁隨磁芯溫度以及工作頻率而改變。此處,工作頻率為200kHz,則剩磁約減為1000高斯,即磁通密度的線性變化范圍為2000高斯。 根據(jù)上式,得 =≈33.1匝,取整數(shù)33匝。 因此,變壓器次級的匝數(shù)為 =/=33/8.79=3.75匝,取整數(shù)4匝。 當(dāng)=/=33/4=8.25。所以,計算最大占空比為 ==≈42.4% 也就是說,選定變壓器初、次級繞組分別為33和4匝,為了滿足最低輸入電壓時還能保證輸出電壓正常,開關(guān)電源的最大占空比約為42.4%,開關(guān)管的最大導(dǎo)通時間約為2.11μs。下面有關(guān)參數(shù)的計算以校正后的(=42.4%)和(=2.11μs)。同時,計算出輸出最低電壓約為30.3V。 5.2.5 變壓器次級輸出電壓的計算 1.計算扼流圈的電感量 流經(jīng)輸出扼流圈的電流如下圖所示,則為 = 式中,為輸出扼流圈的電感(μH)。 圖1-28 扼流圈中的電流波形 這里選為輸出電流(=5A)的10%~30%,從扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應(yīng)等方面考慮,此值比較適宜。因此,按為的20%進(jìn)行計算。 =0.2=50.2=1A 由上式求得 =≈34.5μH 如此,采用電感量為34.5μH,流過平均電流為5A的扼流圈。 若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起,如圖所示。在期間,為幅度30.3V的正脈沖,VD1導(dǎo)通期間扼流圈電流線性上升,電感勵磁、磁通量增大;在期間,為幅度的負(fù)脈沖,VD1截止、VD2導(dǎo)通,扼流圈電流線性下降,電感消磁,磁通量減小。輸出給負(fù)載的平均電流為5A。穩(wěn)態(tài)時,扼流圈的磁通增大量等于減小量。 圖 次級的電壓與電流波形 2.計算輸出電容的電容量 輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定。輸出紋波電壓由以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESRESR,是Equivalent Series Resistance三個單詞的縮寫,翻譯過來就是“等效串聯(lián)電阻”。ESR的出現(xiàn)導(dǎo)致電容的行為背離了原始的定義。ESR是等效“串聯(lián)”電阻,意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值,而并聯(lián)則會減少之。 確定,但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3%~0.5%。 ===36~60mV 又 =ESR 由上式求得 ESR===36~60mΩ 即工作頻率為200kHz時,需要選用ESR值60mΩ以下的電容。適用于高頻可查電容技術(shù)資料,例如,用4700μF/50V的電容,其ESR值為150mΩ,可選3個這樣的電容并聯(lián)。另外,需要注意低溫時ESR值變大。 流經(jīng)電容的紋波電流為 ==≈0.28868A 因此,每一個電容的紋波電流約為0.09627A,因為這里有3個電容并聯(lián)。此外,選用電容時還要考慮到負(fù)載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量,使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等,它們可能使電容特性改變。 5.2.6 恢復(fù)電路設(shè)計 1.計算恢復(fù)繞組的匝數(shù) 恢復(fù)電路如圖所示。VT1導(dǎo)通期間變壓器T1的磁通量增大,T1蓄積能量;VT1截止期間釋放蓄積的能量,磁通返回到剩磁。 圖 恢復(fù)電路(VT1截止時) 電路中T1上繞有恢復(fù)繞組,因此VT1截止期間,原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(cè)(暫存)。由于VT1截止期間,恢復(fù)繞組兩端的自感電壓限制為輸入電壓的數(shù)值,惟其如此,VD4才能把存儲在中的磁場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器初級感應(yīng)電壓為 = 式中,是的感應(yīng)電壓,極性為上負(fù)下正;是的自感電壓,極性也是上負(fù)下正(等于電源電壓)。 若主開關(guān)元件的耐壓為800V,使用率為85%,即8000.85=680V。 680-340=340V 求得 = =33匝,取整數(shù)33匝。 2.計算主繞組感應(yīng)電壓 當(dāng)=350V,根據(jù)上式,得 =≈340V 5.2.7 計算RCD吸收電路的電阻與電容 VT1導(dǎo)通期間儲存在T1中的能量為 =) 式中,為變壓器初級的電感量。 VT1截止期間,初級感應(yīng)電壓使VD3導(dǎo)通,磁場能轉(zhuǎn)化為電場能,在上以熱量形式消耗掉。中消耗的熱量為 = 因為=,聯(lián)立整理得 = 因為輸入電壓最高時開關(guān)管導(dǎo)通時間最短,把上式中的換成,換成,加在VT1上的最大峰值電壓為 =+= 由此,求得為 = 又,當(dāng)輸入電壓時,為 ==1.9 ≈1.35μs 式中,初級的電感量是未知數(shù),下面求解。 Al-Value值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供。EI(E)-28,H7C4的A1-Value值為5950,則 A1-Value= 求得為 =5950=5950 ≈6.48mH 求得為 =≈29.4kΩ 式中,加在VT1上的最大峰值電壓取680V。 時間常數(shù)比周期要大的多,一般取10倍左右,則 =10=10≈2033pF 5.2.8 MOSFET的選用 1.MOSFET的電壓峰值 根據(jù)5.2.7,計算VT1上的電壓峰值為 = =340≈650V 實際上,MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓,波形如下圖所示。 加在主開關(guān)元件上的電壓波形 主開關(guān)元件上的電壓與電流波形 2.MOSFET的電流及功耗 根據(jù)變壓器安匝相等原理,MOSFET的漏極電流平均值為 ==5≈0.606A 根據(jù)電感電流的變化量為20%,確定的前峰值和后峰值分別為 =0.9=0.6060.9≈0.55A =1.1=0.6061.1≈0.67A 式中,、分別是開關(guān)管導(dǎo)通期間前、后沿峰值電流,與電流平均值有10%的差值。 VT1的電壓和電流波形如下圖所示,VT1的總功耗為 = 式中,是MOSFET導(dǎo)通電壓,一般為在2V以下。 采用功率MOSFET計算功耗時應(yīng)注意: (1)PN結(jié)溫度越高,導(dǎo)通電阻越大,超過100℃時,一般為產(chǎn)品手冊中給出值的1.5~2倍。 (2)功率MOSFET功耗中,由于占的比例比較高,必要時加寬進(jìn)行計算。即在時,采用條件,或者時,采用條件進(jìn)行計算。另外,在期間,由于功率MOSFET的漏極電流極小,其功耗可忽略不計。 因為=2.1μs,采用MOSFET產(chǎn)品手冊中給出的上升時間,采用下降時間。這里,取=0.1μs,=0.1μs,則 =2.1-0.1-0.1=1.9μs 求得為 = 式中,取1.7V。 結(jié)溫控制在120℃,環(huán)境溫度最高為50℃時,需要的散熱器的熱阻為 ==≈24.5℃/W 由此,需要24.5℃/W的散熱器,這時,由冷卻方式是采用自然風(fēng)冷還是風(fēng)扇強(qiáng)迫風(fēng)冷來決定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一例如下圖所示。 圖 功耗與溫升的關(guān)系 5.2.9 恢復(fù)二極管的選用 恢復(fù)二極管選用高壓快速二極管,特別注意反向恢復(fù)時間要短。 1.VD3的反向耐壓 在期間VD3反偏,正極相當(dāng)于接地,加在VD3上的反向電壓等于電源電壓。當(dāng)輸入電壓最大時,VD3反偏電壓=340V。 2.VD4的反向耐壓 在期間VD4反偏,加在VD4上的反向電壓為電源電壓與恢復(fù)繞組感應(yīng)電壓的疊加,當(dāng)輸入電壓最高時,VD4反偏電壓為 ==340≈780V 5.2.10 輸出二極管的選用 輸出二極管選用低壓大電流SBD,特別注意反向恢復(fù)時間要短。這是因為MOSFET通斷時,由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關(guān)特性,功耗增大的緣故。 1.整流二極管VD1的反向耐壓 在期間,由于輸出濾波電感反激,續(xù)流二極管VD2導(dǎo)通,主繞組感應(yīng)電壓=330V;次級電壓加在整流二極管VD1的兩端,因此,VD1的反向電壓為 ==340≈41.2V 實際上,開關(guān)管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。 2.續(xù)流二極管VD2的反向耐壓 在期間VD1導(dǎo)通,加在續(xù)流二極管VD2上的反向電壓與變壓器次級繞組電壓的最大值相同,即 ==340≈41.2V 實際上,開關(guān)管導(dǎo)通時有幾V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在VD1、VD2導(dǎo)通上的電壓波形如圖所示。 整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形 圖 輸出二極管電壓波形 整流二極管VD1的功耗為 = 續(xù)流二極管VD2的功耗為 = 式中,為反向電流,為反向恢復(fù)時間,均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。有功耗時,輸出二極管的電壓和電流波形如下圖所示。 整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形 5.2.11 變壓器參數(shù)的計算 MOSFET的漏極電流平均值為就是變壓器初級電流的平均值,因此為 =0.606A 正激式開關(guān)電源初、次級的電流同相,且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有效值的公式 = 式中,是梯形波電流的前峰值與后峰值的比值,即=/。 本電路就是,就是,則 =/=0.9/1.1≈0.82 初級電流的有效值為 ==1.10.606 ≈0.377A 或用簡單公式 ==0.606≈0.376A 次級電流的有效值為 ==0.376≈3.102A 恢復(fù)繞組電流的有效值為 ==0.376≈0.376A 5.3 由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成的反饋電路的設(shè)計 反饋電路由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成。將其獨立設(shè)計如下: 反饋電路圖 先假定電路輸出電壓穩(wěn)定且為12V,經(jīng)誤差放大器與基準(zhǔn)電壓VDC2(亦為12V)比較計算誤差,誤差保持放大之后輸入到比較器的正極輸入端,與三角波V2進(jìn)行比較,當(dāng)V1>V2時,輸出Vkong為+Von,當(dāng)V1- 1.請仔細(xì)閱讀文檔,確保文檔完整性,對于不預(yù)覽、不比對內(nèi)容而直接下載帶來的問題本站不予受理。
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- 華南理工大學(xué) 電力 電子技術(shù) 課程設(shè)計 報告
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