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第八章反饋控制電路,第一節(jié)自動增益控制電路第二節(jié)自動頻率控制電路第三節(jié)鎖相環(huán)的基本原理第四節(jié)頻率合成器,第8章反饋控制電路,概述以上各章分別介紹了放大電路、振蕩電路、調(diào)制電路和解調(diào)電路。由這些功能電路可以組成一個完整的通信系統(tǒng)或其它電子系統(tǒng),但是這樣組成的系統(tǒng)其性能不一定完善。例如,在調(diào)幅接收機(jī)中,天線上感生的有用信號的強(qiáng)度往往由于電波傳播衰落等原因會有較大的起伏變化,導(dǎo)致放大器輸出信號時強(qiáng)時弱不規(guī)則變化,有時還會造成阻塞。又如,在通信系統(tǒng)中,收發(fā)兩地的載頻應(yīng)保持嚴(yán)格同步,使輸出中頻穩(wěn)定,而要做到這一點(diǎn)也比較困難。,特別是在航空航天電子系統(tǒng)中,由于收、發(fā)設(shè)備是裝在不同的運(yùn)載體上,二者之間存在相對運(yùn)動,必然產(chǎn)生多卜勒效應(yīng),因此引入隨機(jī)頻差。所以,為了提高通信和電子系統(tǒng)的性能指標(biāo),或者實現(xiàn)某些特定的要求,必須采用自動控制方式。由此,各種類型的反饋控制電路便應(yīng)運(yùn)而生了。根據(jù)控制對象參量的不同,反饋控制電路可分為以下三類：自動增益控制（簡稱ＡＧＣ）,自動頻率控制（簡稱ＡＦＣ）和自動相位控制（簡稱ＡＰＣ）。其中自動相位控制電路又稱為鎖相環(huán)路（簡稱ＰＬＬ）,是應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路。,,比較器的作用是將外加參考信號ｒ(ｔ)和反饋信號ｆ(ｔ)進(jìn)行比較,輸出二者的差值即誤差信號ｅ(ｔ),然后經(jīng)過控制信號發(fā)生器送出控制信號ｃ(ｔ),對可控器件的某一特性進(jìn)行控制。,,對于可控器件,或者是其輸入輸出特性受控制信號ｃ(ｔ)的控制（如可控增益放大器）,或者是在不加輸入的情況下,本身輸出信號的某一參量受控制信號ｃ(ｔ)的控制（如壓控振蕩器）。,,反饋網(wǎng)絡(luò)的作用是在輸出信號ｙ(ｔ)中提取所需要進(jìn)行比較的分量,并送入比較器。,,誤差信號ｅ(ｔ)和控制信號ｃ(ｔ)一般是電壓?？煽仄骷目煽刂铺匦砸话闶窃鲆婊蝾l率,所以輸出信號ｙ(ｔ)的量綱是電壓、頻率或相位。,１參考信號ｒ(ｔ)不變參考信號ｒ(ｔ)恒定為ｒ0假定電路已處于穩(wěn)定狀態(tài),輸入信號ｘ(ｔ)恒定為ｘ0,輸出信號ｙ(ｔ)恒定為ｙ0,誤差信號恒定為ｅ0?，F(xiàn)由于輸入信號ｘ(ｔ)或可控器件本身的特性發(fā)生變化,導(dǎo)致輸出信號ｙ(ｔ)發(fā)生變化,產(chǎn)生一個增量Δｙ,從而產(chǎn)生一個新的反饋信號ｆ(ｔ),經(jīng)與恒定的參考信號ｒ0比較,必然使誤差信號發(fā)生變化,產(chǎn)生一個增量Δｅ。誤差信號的變化將使可控器件的特性發(fā)生變化,從而使ｙ(ｔ)變化的方向與原來變化的方向相反,也就是使Δｙ減小。經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,最后環(huán)路達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài),輸出ｙ(ｔ)趨近于原穩(wěn)定狀態(tài)ｙ0。,２.參考信號ｒ（ｔ）變化由于ｒ(ｔ)變化,無論輸入信號ｘ(ｔ)或可控器件本身特性有無變化,輸出信號ｙ(ｔ)一般均要發(fā)生變化。從ｙ(ｔ)中提取所需分量并經(jīng)反饋后與ｒ(ｔ)比較,如果二者變化規(guī)律不一致或不滿足預(yù)先設(shè)置的規(guī)律,則將產(chǎn)生誤差信號,使ｙ(ｔ)向減小誤差信號的方向變化,最后使ｙ(ｔ)和ｒ(ｔ)的變化趨于一致或滿足預(yù)先設(shè)置的規(guī)律。由此可見,這種反饋控制電路可使輸出信號ｙ(ｔ)跟蹤參考信號ｒ(ｔ)的變化。,第一節(jié)自動增益控制電路,在通信、導(dǎo)航、遙測遙控系統(tǒng)中,由于受發(fā)射功率大小、收發(fā)距離遠(yuǎn)近、電波傳播衰落等各種因素的影響,接收機(jī)所接收的信號強(qiáng)弱變化范圍很大,信號最強(qiáng)時與最弱時可相差幾十分貝。如果接收機(jī)增益不變,則信號太強(qiáng)時會造成接收機(jī)飽和或阻塞,而信號太弱時又可能被丟失。因此,必須采用自動增益控制電路,使接收機(jī)的增益隨輸入信號強(qiáng)弱而變化。這是接收機(jī)中不可缺少的輔助電路。在發(fā)射機(jī)或其它電子設(shè)備中,自動增益控制電路也有廣泛的應(yīng)用。,一、工作原理１電路組成框圖自動增益控制電路是一種在輸入信號幅值變化很大的情況下,通過調(diào)節(jié)可控增益放大器的增益,使輸出信號幅值基本恒定或僅在較小范圍內(nèi)變化的一種電路,其組成方框圖如下圖所示。,設(shè)輸入信號振幅為Ux,輸出信號振幅為Uy,可控增益放大器增益為KV（uc）,即其是控制信號uc的函數(shù),則有：Uy=KV(uc)Ux,在ＡＧＣ電路里,比較參量是信號電平,所以采用電壓比較器。反饋網(wǎng)絡(luò)由電平檢測器、低通濾波器和直流放大器組成。反饋網(wǎng)絡(luò)檢測出輸出信號振幅電平（平均電平或峰值電平）,濾去不需要的較高頻率分量,然后進(jìn)行適當(dāng)放大后與恒定的參考電平UR比較,產(chǎn)生一個誤差信號。,２比較過程,控制信號發(fā)生器在這里可看作是一個比例環(huán)節(jié),增益為ｋ1。若Ux減小而使Uy減小時,環(huán)路產(chǎn)生的控制信號uc將使增益KV增大,從而使Uy趨于增大。,若Ux增大而使Uy增大時,環(huán)路產(chǎn)生的控制信號uc將使增益KV減小,從而使Uy趨于減小。無論何種情況,通過環(huán)路不斷地循環(huán)反饋,都應(yīng)該使輸出信號振幅Uy保持基本不變或僅在較小范圍內(nèi)變化。,３濾波器的作用環(huán)路中的低通濾波器是非常重要的。由于發(fā)射功率變化,距離遠(yuǎn)近變化,電波傳播衰落等引起信號強(qiáng)度的變化是比較緩慢的,所以整個環(huán)路應(yīng)具有低通傳輸特性,這樣才能保證僅對信號電平的緩慢變化有控制作用。尤其當(dāng)輸入為調(diào)幅信號時,為了使調(diào)幅波的有用幅值變化不會被自動增益控制電路的控制作用所抵消（此現(xiàn)象稱為反調(diào)制）,必須恰當(dāng)選擇環(huán)路的頻率響應(yīng)特性,使對高于某一頻率的調(diào)制信號的變化無響應(yīng),而僅對低于這一頻率的緩慢變化才有控制作用。這就主要取決于低通濾波器的截止頻率。,三、主要性能指標(biāo)ＡＧＣ電路的主要性能指標(biāo)有兩個:一是動態(tài)范圍,二是響應(yīng)時間。１.動態(tài)范圍ＡＧＣ電路是利用電壓誤差信號ue去消除輸出信號振幅Uy與理想電壓振幅Uy0之間電壓誤差的自動控制電路。所以,當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)后,仍會有電壓誤差存在,從對ＡＧＣ電路的實際要求考慮,一方面希望輸出信號振幅的變化越小越好,即與理想電壓振幅Ｕy0的誤差越小越好；另一方面也希望容許輸入信號振幅Ｕx的變化越大越好,也就是說,在給定輸出信號幅值變化范圍內(nèi),容許輸入信號振幅的變化越大,則表明ＡＧＣ電路的動態(tài)范圍越寬,性能越好。,設(shè)ｍo是ＡＧＣ電路限定的輸出信號振幅最大值與最小值之比（輸出動態(tài)范圍）,即:,ｍi為ＡＧＣ電路容許的輸入信號振幅的最大值與最小值之比（輸入動態(tài)范圍）,即:,則有,上式中,KVmax是輸入信號振幅最小時可控增益放大器的增益,顯然,這應(yīng)是它的最大增益。KVmin是輸入信號振幅最大時可控增益放大器的增益,顯然,這應(yīng)是它的最小增益。比值mi/mo越大,表明ＡＧＣ電路輸入動態(tài)范圍越大,而輸出動態(tài)范圍越小,則ＡＧＣ性能越佳,這就要求可控增益放大器的增益控制倍數(shù)ｎV盡可能大。ｎV也可稱為增益動態(tài)范圍,通常用分貝數(shù)表示。,２響應(yīng)時間ＡＧＣ電路是通過對可控增益放大器增益的控制來實現(xiàn)對輸出信號振幅變化的限制,而增益的變化又取決于輸入信號振幅的變化。對ＡＧＣ電路的響應(yīng)時間長度的要求取決于輸入信號Ux的類型和特點(diǎn),根據(jù)響應(yīng)時間長短分別有慢速AGC和快速AGC之分。而響應(yīng)時間長短的調(diào)節(jié)由環(huán)路帶寬決定,主要是低通濾波器的帶寬。低通濾波器帶寬越寬,則響應(yīng)時間越短,但容易出現(xiàn)反調(diào)制現(xiàn)象。,二、電路類型根據(jù)輸入信號的類型、特點(diǎn)以及對控制的要求,ＡＧＣ電路主要有兩種類型。１簡單ＡＧＣ電路在簡單ＡＧＣ電路里,參考電平UR＝０。這樣,無論輸入信號振幅Ux大小如何,ＡＧＣ的作用都會使增益KV減小,從而使輸出信號振幅Uy減小。其輸出特性如圖8-4所示。簡單ＡＧＣ電路的優(yōu)點(diǎn)是線路簡單,在實用電路里不需要電壓比較器；缺點(diǎn)是對微弱信號的接收很不利,因為輸入信號振幅很小時,放大器的增益仍會受到反饋控制而有所減小,從而使接收靈敏度降低。所以,簡單ＡＧＣ電路適用于輸入信號振幅較大的場合。,8–4,２.延遲ＡＧＣ電路在延遲ＡＧＣ電路里有一個起控門限,即比較器參考電平UR。由式（8．3．5）可知,它對應(yīng)的輸入信號振幅即為Uxmin。當(dāng)輸入信號Ux小于Uxmin時,反饋環(huán)路斷開,ＡＧＣ不起作用,放大器增益KV不變,輸出信號Uy與輸入信號Ux成線性關(guān)系。當(dāng)Ux大于Uxmin后,反饋環(huán)路接通,ＡＧＣ電路開始產(chǎn)生誤差信號和控制信號,使放大器增益KV有所減小,保持輸出信號Ｕy基本恒定或僅有微小變化。,8–5,當(dāng)輸入信號Ｕx大于Ｕxmax后,ＡＧＣ作用消失?？梢?Ｕxmin與Ｕxmax區(qū)間即為所容許的輸入信號的動態(tài)范圍,Ｕymin與Ｕymax區(qū)間即為對應(yīng)的輸出信號的動態(tài)范圍。這種ＡＧＣ電路由于需要延遲到Ｕx＞Ｕxmin之后才開始控制作用,故稱為延遲ＡＧＣ?！把舆t”二字不是指時間上的延遲。,圖8-6延遲AGC電路,3．前置AGC、后置AGC與基帶AGC前置AGC是指AGC處于解調(diào)以前，由高頻（或中頻）信號中提取檢測信號，通過檢波和直流放大，控制高頻（或中頻）放大器的增益。后置AGC是解調(diào)后提取檢測信號來控制高頻（或中頻）放大器的增益?；鶐GC是整個AGC電路均在解調(diào)后的基帶進(jìn)行處理。,第二節(jié)自動頻率控制電路,一、工作原理自動頻率控制（ＡＦＣ）電路由頻率比較器、低通濾波器和可控頻率器件三部分組成,其方框圖如圖8-7所示。ＡＦＣ電路的控制參量是頻率。頻率比較器通常有兩種,一種是鑒頻器,另一種是混頻—鑒頻器。在前一種情況,鑒頻器的中心角頻率ω0起參考信號ωr的作用。在后一種情況,本振信號(角頻率為ωL)先與輸出信號(角頻率為ωy)進(jìn)行混頻,然后再進(jìn)行鑒頻。參考信號ωr=ω0+ωL。,8-7,頻率比較器輸出的誤差信號ue是電壓信號,送入低通濾波器后取出緩變控制信號uc?？煽仡l率器件通常是壓控振蕩器（ＶＣＯ）,其輸出振蕩角頻率可寫成:ωy(t)=ωy0+kcuc(t),二、主要性能指標(biāo)對于ＡＦＣ電路,主要性能指標(biāo)是其暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)以及跟蹤特性。１.暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)根據(jù)圖8-7,可求得ＡＦＣ電路的閉環(huán)傳遞函數(shù):T(s)=由此得到輸出信號角頻率的拉氏變換式:,對上式求拉氏反變換,即可得到ＡＦＣ電路的時域響應(yīng),包括暫態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。,２跟蹤特性根據(jù)圖8-7,可求得ＡＦＣ電路的誤差傳遞函數(shù):Te(s)=要注意的是,這里的Ｔe（ｓ）是誤差角頻率Ωe(s)與參考角頻率Ωr(s)之比,而不是鑒相器輸出誤差電壓ue(s)與Ωr(s)之比,因為我們在ＡＦＣ電路里關(guān)心的參量主要是角頻率。,ＡＦＣ電路中誤差角頻率ωe的時域穩(wěn)態(tài)誤差值:ωe∞=,三、應(yīng)用ＡＦＣ電路應(yīng)用較廣,擇其主要簡介如下。１在調(diào)幅接收機(jī)中用于穩(wěn)定中頻頻率超外差式接收機(jī)是一種主要的現(xiàn)代接收系統(tǒng)。它是利用混頻器將不同載頻的高頻已調(diào)波信號先變成載頻為固定中頻的已調(diào)波信號,再進(jìn)行中頻放大和解調(diào)。其整機(jī)增益和選擇性主要取決于中頻放大器的性能,所以，這就要求中頻頻率穩(wěn)定,為此常采用ＡＦＣ電路。,8–8,在正常工作情況下,接收信號載頻為ωc,相應(yīng)的本機(jī)振蕩信號角頻率為ωL,混頻后輸出中頻角頻率為ωI=ωL-ωc。,8–8,如果由于某種原因,本振角頻率發(fā)生偏移ΔωL而變成ωL+ΔωL,則混頻后的中頻將變成ωI+ΔωL。此中頻信號經(jīng)中放后送給鑒頻器,鑒頻器將產(chǎn)生相應(yīng)的誤差電壓ue,經(jīng)低通濾波后控制本振的角頻率ωL,使其向相反方向變化,從而使混頻后的中頻也向相反方向變化,經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,系統(tǒng)達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài),實際中頻與ωI的偏離值將遠(yuǎn)小于ΔωL,從而實現(xiàn)了穩(wěn)定中頻的目的。,第三節(jié)鎖相環(huán)路,ＡＦＣ電路是以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。由于它的基本原理是利用頻率誤差電壓去消除頻率誤差,所以當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后,必然有剩余頻率誤差存在,即頻差不可能為零。這是一個不可克服的缺點(diǎn)。鎖相環(huán)路也是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。但它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差,所以當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后,雖然有剩余相位誤差存在,但頻率誤差可以降低到零,從而實現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。而且,鎖相環(huán)還具有可以不用電感線圈、易于集成化、性能優(yōu)越等許多優(yōu)點(diǎn),因此廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)、制導(dǎo)、導(dǎo)航、儀表和電機(jī)等方面。,一、工作原理鎖相環(huán)路主要由鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）三部分組成,如圖8-10所示。被控參量是相位。設(shè)旋轉(zhuǎn)矢量和分別表示鑒相器輸入?yún)⒖夹盘杣i（ｔ）和壓控振蕩器輸出信號uy（ｔ）,它們的瞬時角速度和瞬時角位移分別為ωi（ｔ）、ωy（ｔ）和φi（ｔ）、φy（ｔ）。顯然,只有當(dāng)兩個旋轉(zhuǎn)矢量以相同角速度（即ωi＝ωy）旋轉(zhuǎn)時,它們之間的相位差才能保持恒定值。,8–10,設(shè)旋轉(zhuǎn)矢量和分別表示鑒相器輸入?yún)⒖夹盘杣i（ｔ）和壓控振蕩器輸出信號uy（ｔ）,它們的瞬時角速度和瞬時角位移分別為ωi（ｔ）、ωy（ｔ）和φi（ｔ）、φy（ｔ）。顯然,只有當(dāng)兩個旋轉(zhuǎn)矢量以相同角速度（即ωi＝ωy）旋轉(zhuǎn)時,它們之間的相位差才能保持恒定值。,8–10,鑒相器將此恒定相位差變換成對應(yīng)的直流電壓,去控制ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy,使其穩(wěn)定地振蕩在與輸入?yún)⒖夹盘栂嗤慕穷l率ωi上。這種情況稱之為鎖定。反之,兩者角頻率不相等,相位差不恒定,則稱為失鎖。,8–10,若某種因素使ωy偏離了ωi,比如說,ωy＜ωi,則比旋轉(zhuǎn)得慢一些,瞬時相位差［φi（ｔ）－φy（ｔ）］將隨時間增大,則鑒相器產(chǎn)生的誤差電壓也相應(yīng)變化。該誤差電壓通過環(huán)路濾波器（實際上是一個低通濾波器）后,作為控制電壓調(diào)整ＶＣＯ的振蕩角頻率,使其增大,因而瞬時相位差也將減小。,8–10,經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,量的旋轉(zhuǎn)角速度逐漸加快,直到與旋轉(zhuǎn)角速度相同,重新實現(xiàn)ωy＝ωi,這時環(huán)路再次鎖定,瞬時相位差為恒值,鑒相器輸出恒定的誤差電壓。,二、基本環(huán)路方程為了建立鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型,需要先求出鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器的數(shù)學(xué)模型。１.鑒相器設(shè)鑒相器輸入?yún)⒖夹盘杣i（ｔ）和ＶＣＯ輸出信號uy（ｔ）均為單頻正弦波。一般情況下,這兩個信號的頻率是不同的。,設(shè)ωy0和（ωy0ｔ＋φy0）分別是ＶＣＯ未加控制電壓時的中心振蕩角頻率和相位,其中φy0是初相位,又φ1(t)和φ2(t)分別是ui(t)和uy(t)與未加控制電壓時ＶＣＯ輸出信號的相位差。即:φ1(t)=φi(t)-（ωy0t+φy0）φ2(t)=φy(t)-（ωy0t+φy0）所以,φ1(t)-φ2(t)=φi(t)-φy(t)若鑒相器采用模擬乘法器組成的乘積型鑒相器,根據(jù)鑒相特性和上式,其輸出誤差電壓為:,ud(t)=Udsin［φ1(t)-φ2(t)］=Udsinφe(t),2、環(huán)路濾波器LF,環(huán)路濾波器具有低通特性，其主要作用是濾除鑒相器輸出端的高頻分量和噪聲，經(jīng)LF后得到一個平均電壓用來控制VCO的頻率變化，常見的濾波器有以下幾種形式。,vd（t）,vc（t）,RC積分濾波器,vd（t）,vc（t）,無源比例積分濾波器,vd（t）,vc（t）,有源比例積分濾波器,①RC積分濾波器,傳輸函數(shù)：,②無源比例積分濾波器,③有源比例積分濾波器,如果將F（s）中的s用微分算子p替代，可寫出濾波器的輸出電壓與輸入信號之間的微分方程：,,其中,為微分算子，由上式可得環(huán)路濾波器的電路模型如右圖所示。,３壓控振蕩器在有限的控制電壓范圍內(nèi),ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy（ｔ）與其控制電壓可寫成線性關(guān)系,有:ωy(t)=ωy0+kcuc(t)其中ｋc為壓控靈敏度,是一常數(shù)。因此,ＶＣＯ輸出信號uy（ｔ）的相位:,所以,φ2(t)=kc∫t0uc(t)dt可見,雖然ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy（ｔ）與控制電壓uc（ｔ）成線性關(guān)系,但其瞬時相位變化φ2（ｔ）與uc（ｔ）卻是積分關(guān)系。因此對于鎖相環(huán)路來說,ＶＣＯ被視為一個積分器。若用積分算子來表示,則上式可寫成:φ2(t)=kc,４環(huán)路相位模型按照前面所確立的鑒相器、環(huán)路濾波器和ＶＣＯ的數(shù)學(xué)模型,根據(jù)圖8-10的方框圖,可建立鎖相環(huán)路的相位模型如圖8-19所示,并可寫出一個統(tǒng)一的方程式:φe(t)=φ1(t)-φ2(t)=φ1(t)-,對上式兩邊微分,可得到:pφe(t)=pφ1(t)-kckbH(p)sinφe(t)稱為基本環(huán)路方程。,8–19,基本環(huán)路方程的意義在于它從數(shù)學(xué)上描述了鎖相環(huán)路相位調(diào)節(jié)的動態(tài)過程,說明了在環(huán)路閉合以后,任何時刻的瞬時頻差都等于固有頻差減去控制頻差。當(dāng)環(huán)路鎖定時,瞬時頻差為零,控制頻差與固有頻差相等,相位誤差φe（ｔ）為一常數(shù),用φe∞表示,稱為穩(wěn)態(tài)相位誤差。,由于基本環(huán)路方程中包含了正弦函數(shù),所以是一個非線性微分方程。因為ＶＣＯ作為積分器其階數(shù)是１,所以微分方程的最高階數(shù)取決于環(huán)路濾波器的階數(shù)加１。一般情況下,環(huán)路濾波器用一階電路實現(xiàn),所以相應(yīng)的基本環(huán)路方程是二階非線性微分方程。基本環(huán)路方程是分析和設(shè)計鎖相環(huán)路的基礎(chǔ)。,三、鎖相環(huán)工作過程的定性分析1.鎖定狀態(tài)當(dāng)在環(huán)路的作用下,調(diào)整控制頻差等于固有頻差時,瞬時相差θe(t)趨向于一個固定值,并一直保持下去,即滿足,（8―37）,鎖定時的環(huán)路方程為,（8―38）,（8―39）,從中解得穩(wěn)態(tài)相差,鎖定正是在由穩(wěn)態(tài)相差θe(∞)產(chǎn)生的直流控制電壓作用下,強(qiáng)制使VCO的振蕩角頻率ωv相對于ω0偏移了Δω0而與參考角頻率ωr相等的結(jié)果。即,（8―40）,2.跟蹤過程當(dāng)VCO控制頻差Δωv大得足以補(bǔ)償固有頻差Δω0時,環(huán)路維持鎖定,因而有如果繼續(xù)增大Δω0,使｜Δω0｜＞K0UdF(j0),則環(huán)路失鎖(ωv≠ωr)。因此,我們把環(huán)路能夠繼續(xù)維持鎖定狀態(tài)的最大固有頻差定義為環(huán)路的同步帶:,故,（8―41）,3.失鎖狀態(tài)失鎖狀態(tài)就是瞬時頻差(ωr-ωv)總不為零的狀態(tài)。這時,鑒相器輸出電壓ud(t)為一上下不對稱的穩(wěn)定差拍波,其平均分量為一恒定的直流。這一恒定的直流電壓通過環(huán)路濾波器的作用使VCO的平均頻率ωv（振蕩頻率）偏離ω0（固有振蕩頻率）向ωr（參考信號頻率）靠攏,這就是環(huán)路的頻率牽引效應(yīng)。,4.捕獲過程開機(jī)時,鑒相器輸入端兩信號之間存在著起始頻差(即固有頻差)Δω0,其相位差Δω0t。因此,鑒相器輸出的是一個角頻率等于頻差Δω0的差拍信號,即,（8―42）,若Δω0很大,ud(t)差拍信號的拍頻很高,易受環(huán)路濾波器抑制,這樣加到VCO輸入端的控制電壓uc(t)很小,控制頻差建立不起來,ud(t)仍是一個上下接近對稱的穩(wěn)定差拍波,環(huán)路不能入鎖。,圖8―20頻率捕獲鎖定示意圖,環(huán)路能否發(fā)生捕獲是與固有頻差的Δω0大小有關(guān)。只有當(dāng)|Δω0|小到某一頻率范圍時,環(huán)路才能捕獲入鎖,這一范圍稱為環(huán)路的捕獲帶Δωp。它定義為在失鎖狀態(tài)下能使環(huán)路經(jīng)頻率牽引,最終鎖定的最大固有頻差|Δω0|max,即,（8―43）,四、鎖相環(huán)路的線性分析鎖相環(huán)路線性分析的前提是環(huán)路同步,線性分析實際上是鑒相器的線性化。雖然壓控振蕩器也可能是非線性的,但只要恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計與使用就可以做到控制特性線性化。鑒相器在具有三角波和鋸齒波鑒相特性時具有較大的線性范圍。而對于正弦型鑒相特性。當(dāng)｜θe｜≤π／6時,可把原點(diǎn)附近的特性曲線視為斜率為Kd的直線,如圖8―21所示。因此,式(8―21)可寫成,(8―44),圖8―21正弦鑒相器線性化特性曲線,圖8―22線性化鑒相器的模型,用Kdθe(t)取代基本方程式(8―35)中的Udsinθe(t)可得到環(huán)路的線性基本方程,（8―45）,(8―46),或,式中，K=K0Kd稱為環(huán)路增益。K的量綱為頻率。式(8―46)相應(yīng)的鎖相環(huán)線性相位模型如圖8―23所示。,圖8―23鎖相環(huán)的線性相位模型(時域),對式(8―46)兩邊取拉氏變換,就可以得到相應(yīng)的復(fù)頻域中的線性相位模型,如圖8―24所示。,圖8―24鎖相環(huán)的線性相位模型(復(fù)頻域),環(huán)路的相位傳遞函數(shù)有三種,用于研究環(huán)路不同的響應(yīng)函數(shù)。（1）開環(huán)傳遞函數(shù)研究開環(huán)(θe(t)=θ1(t))時,由輸入相位θ1(t)所引起的輸出相位θ2(t)的響應(yīng),為,開環(huán),（8―47）,（2）閉環(huán)傳遞函數(shù)研究閉環(huán)時,由θ1(t)引起輸出相位θ2(t)的響應(yīng),為,（8―48）,（3）誤差傳遞函數(shù)研究閉環(huán)時,由θ1(t)所引起的誤差響應(yīng)θe(t),為,（8―49）,Ho(s)、H(s)、He(s)是研究鎖相環(huán)路同步性能最常用的三個傳遞函數(shù),三者之間存在如下關(guān)系:,（8―50）,（8―51）,表8―1列出了采用無源比例積分濾波器和理想積分濾波器(即A很高時的有源比例積分濾波器)的環(huán)路傳遞函數(shù)。,表8―1,表8―2,表8-2列出了系統(tǒng)參數(shù)x、wn表示的傳遞函數(shù)及x、wn與電路對數(shù)K、t1和t2的關(guān)系,1．跟蹤特性鎖相環(huán)的一個重要特點(diǎn)是對輸入信號相位的跟蹤能力。衡量跟蹤性能好壞的指標(biāo)是跟蹤相位誤差,即相位誤差函數(shù)θe(t)的暫態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。其中暫態(tài)響應(yīng)用來描述跟蹤速度的快慢及跟蹤過程中相位誤差波動的大小。穩(wěn)態(tài)響應(yīng)是當(dāng)t→∞時的相位誤差值,表征了系統(tǒng)的跟蹤精度。,在給定鎖相環(huán)路之后,根據(jù)式(8―49)可以計算出復(fù)頻域中相位誤差函數(shù)θe(s),對其進(jìn)行拉氏反變換,就可以得到時域誤差函數(shù)θe(t)。下面我們分析理想二階環(huán)對于頻率階躍信號的暫態(tài)誤差響應(yīng)。當(dāng)輸入?yún)⒖夹盘柕念l率在t=0時有一階躍變化,即,（8―52）,其對應(yīng)的輸入相位,（8―53）,（8―54）,則,（8―55）,進(jìn)行拉氏反變換,得當(dāng)ξ＞1時,,當(dāng)ξ=1時,,當(dāng)0＜ξ＜1時,,(8―56c),(8―56b),（8―56a）,式(8―56)相應(yīng)的響應(yīng)曲線如圖8―25所示。由圖可見:(1)暫態(tài)過程的性質(zhì)由ξ決定。當(dāng)ξ＜1時,暫態(tài)過程是衰減振蕩,環(huán)路處于欠阻尼狀態(tài);當(dāng)ξ＞1時,暫態(tài)過程按指數(shù)衰減,盡管可能有過沖,但不會在穩(wěn)態(tài)值附近多次擺動,環(huán)路處于過阻尼狀態(tài);當(dāng)ξ=1時,環(huán)路處于臨界阻尼狀態(tài),其暫態(tài)過程沒有振蕩。,(2)當(dāng)ξ＜1時,暫態(tài)過程的振蕩頻率為（1-ξ2)1/2ωn。若ξ=0,則振蕩頻率等于ωn。所以ωn作為無阻尼自由振蕩角頻率的物理意義很明確。(3)由圖可見,二階環(huán)的暫態(tài)過程有過沖現(xiàn)象,過沖量的大小與ξ值有關(guān)。ξ越小,過沖量越大,環(huán)路相對穩(wěn)定性越差。(4)暫態(tài)過程是逐步衰減的,至于衰減到多少才認(rèn)為暫態(tài)過程結(jié)束,完全取決于如何選擇暫態(tài)結(jié)束的標(biāo)準(zhǔn)。,圖8―25理想二階環(huán)對輸入頻率階躍的相位誤差響應(yīng)曲線,圖8―25理想二階環(huán)對輸入頻率階躍的相位誤差響應(yīng)曲線,(4)暫態(tài)過程是逐步衰減的,至于衰減到多少才認(rèn)為暫態(tài)過程結(jié)束,完全取決于如何選擇暫態(tài)結(jié)束的標(biāo)準(zhǔn)。穩(wěn)態(tài)相位誤差是用來描述環(huán)路最終能否跟蹤輸入信號的相位變化及跟蹤精度與環(huán)路參數(shù)之間的關(guān)系。求解穩(wěn)態(tài)相差θe(∞)的方法有兩種:(1)由前面求出的θe(t),令t→∞即可求出,(2)利用拉氏變換的終值定理,直接從θe(s)求出,（8―57）,表8―3,由此可見(1)同環(huán)路對不同輸入的跟蹤能力不同,輸入變化越快,跟蹤性能越差,θe(∞)=∞意味著環(huán)路不能跟蹤。(2)同一輸入,采用不同環(huán)路濾波器的環(huán)路的跟蹤性能不同?？梢姯h(huán)路濾波器對改善環(huán)路跟蹤性能的作用。(3)同是二階環(huán),對同一信號的跟蹤能力與環(huán)路的“型”有關(guān)(即環(huán)內(nèi)理想積分因子1/s的個數(shù))。(4)理想二階環(huán)(二階Ⅱ型)跟蹤頻率斜升信號的穩(wěn)態(tài)相位誤差與掃瞄速率R成正比。,圖8-26閉環(huán)幅頻特性,2.頻率響應(yīng)頻率響應(yīng)是決定鎖相環(huán)對信號和噪聲過濾性能好壞的重要特性,由此可以判斷環(huán)路的穩(wěn)定性,并進(jìn)行校正。采用RC積分濾波器,其傳遞函數(shù)如式(8―29)所示,則閉環(huán)傳遞函數(shù)為,(8―58),相應(yīng)的幅頻特性為,(8―59),阻尼系數(shù)ξ取不同值時畫出的幅頻特性曲線如圖8―26所示,可見具有低通濾波特性。環(huán)路帶寬BW0.7可令式(8―59)等于0.707后求得,(8―60),調(diào)節(jié)阻尼系數(shù)ξ和自然諧振角頻率ωn可以改變帶寬,調(diào)節(jié)ξ還可以改變曲線的形狀。當(dāng)ξ=0.707時,曲線最平坦,相應(yīng)的帶寬為,(8―61),五、鎖相環(huán)路的應(yīng)用由以上的討論已知,鎖相環(huán)路具有以下幾個重要特性:(1)環(huán)路鎖定后,沒有剩余頻差。壓控振蕩器的輸出頻率嚴(yán)格等于輸入信號的頻率。(2)跟蹤特性。環(huán)路鎖定后,當(dāng)輸入信號頻率ωi稍有變化時,VCO的頻率立即發(fā)生相應(yīng)的變化,最終使VCO輸入頻率ωr=ωi。,(3)濾波特性。鎖相環(huán)通過環(huán)路濾波器的作用,具有窄帶濾波特性,能夠?qū)⒒爝M(jìn)輸入信號中的噪聲和雜散干擾濾除。(4)易于集成化。組成環(huán)路的基本部件都易于采用模擬集成電路。環(huán)路實現(xiàn)數(shù)字化后,更易于采用數(shù)字集成電路。,下面介紹鎖相環(huán)的幾種應(yīng)用。1.鎖相環(huán)路的調(diào)頻與解調(diào)用鎖相環(huán)調(diào)頻,能夠得到中心頻率高度穩(wěn)定的調(diào)頻信號,圖8―27是這種方法的方框圖。,圖8―27鎖相環(huán)路調(diào)頻器方框圖,調(diào)制跟蹤鎖相環(huán)本身就是一個調(diào)頻解調(diào)器。它利用鎖相環(huán)路良好的調(diào)制跟蹤特性,使鎖相環(huán)路跟蹤輸入調(diào)頻信號瞬時相位的變化,從而使VCO控制端獲得解調(diào)輸出。鎖相環(huán)鑒頻器的組成如圖8―28所示。,圖8―28鎖相鑒頻器,設(shè)輸入的調(diào)頻信號為其調(diào)制信號為uΩ(t)=UΩcosΩt,mf為調(diào)頻指數(shù)。同時假設(shè)環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài),且輸入載頻ωi等于VCO自由振蕩頻率ω0,則可得到調(diào)頻波的瞬時相位為現(xiàn)以VCO控制電壓uc(t)作為解調(diào)輸出,那么可先求出環(huán)路的輸出相位θ2(t),再根據(jù)VCO控制特性θ2(t)=K0uc(t)/p,不難求得解調(diào)輸出信號uc(t)。,（8―62）,（8―63）,設(shè)鎖相環(huán)路的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(jΩ),則輸出相位為,(8―64),因而解調(diào)輸出電壓為,(8―65),式中Δωm為調(diào)頻信號的最大頻偏。對于設(shè)計良好的調(diào)制跟蹤鎖相環(huán),在調(diào)制頻率范圍內(nèi)｜H(jΩ)｜≈1,相移∠H(jΩ)也很小。因此,uc(t)確是良好的調(diào)頻解調(diào)輸出。各種通用鎖相環(huán)集成電路都可以構(gòu)成調(diào)頻解調(diào)器。圖8―29為用NE562集成鎖相環(huán)構(gòu)成的調(diào)頻解調(diào)器。,圖8―29NE562調(diào)頻解調(diào)器,2.同步檢波器如果鎖相環(huán)路的輸入電壓是調(diào)幅波,只有幅度變化而無相位變化,則由于鎖相環(huán)路只能跟蹤輸入信號的相位變化,所以環(huán)路輸出得不到原調(diào)制信號,而只能得到等幅波。用鎖相環(huán)對調(diào)幅信號進(jìn)行解調(diào),實際上是利用鎖相環(huán)路提供一個穩(wěn)定度高的載波信號電壓,與調(diào)頻波在非線性器件中乘積檢波,輸出的就是原調(diào)制信號。AM信號頻譜中,除包含調(diào)制信號的邊帶外,還含有較強(qiáng)的載波分量,使用載波跟蹤環(huán)可將載波分量提取出來,再經(jīng)90移相,可用作同步檢波器的相干載波。這種同步檢波器如圖8―30所示。,圖8―30AM信號同步檢波器,設(shè)輸入信號為,(8―66),輸入信號中載波分量為Uicosωit,用載波跟蹤環(huán)提取后輸出為uo(t)=Uocos(ωit+θ0),經(jīng)90移相后,得到相干載波,將ur(t)與ui(t)相乘,濾除2ωi分量,得到的輸出信號就是恢復(fù)出來的調(diào)制信號。鎖相環(huán)路除了以上的應(yīng)用外,還可廣泛地應(yīng)用于電視機(jī)彩色副載波提取,調(diào)頻立體聲解碼、電機(jī)轉(zhuǎn)速控制、微波頻率源、鎖相接收機(jī)、移相器、位同步、以及各種調(diào)制方式的調(diào)制器和解調(diào)器、頻率合成器等。,第四節(jié)頻率合成器,一、頻率合成器及其技術(shù)指標(biāo)1．頻率范圍頻率范圍是指頻率合成器輸出的最低頻率fomin和最高頻率fomax之間的變化范圍,也可用覆蓋系數(shù)k=fomax/fomin表示（k又稱之為波段系數(shù)）。如果覆蓋系數(shù)k>2~3時,整個頻段可以劃分為幾個分波段。在頻率合成器中,分波段的覆蓋系數(shù)一般取決于壓控振蕩器的特性。,2．頻率間隔（頻率分辨率）頻率合成器的輸出是不連續(xù)的。兩個相鄰頻率之間的最小間隔,就是頻率間隔。頻率間隔又稱為頻率分辨率。不同用途的頻率合成器,對頻率間隔的要求是不相同的。對短波單邊帶通信來說,現(xiàn)在多取頻率間隔為100Hz,有的甚至取10Hz、1Hz乃至0.1Hz。對超短波通信來說,頻率間隔多取50kHz、25kHz等。在一些測量儀器中,其頻率間隔可達(dá)兆赫茲量級。,3．頻率轉(zhuǎn)換時間頻率轉(zhuǎn)換時間是指頻率合成器從某一個頻率轉(zhuǎn)換到另一個頻率,并達(dá)到穩(wěn)定所需要的時間。它與采用的頻率合成方法有密切的關(guān)系。4．準(zhǔn)確度與頻率穩(wěn)定度頻率準(zhǔn)確度是指頻率合成器工作頻率偏離規(guī)定頻率的數(shù)值,即頻率誤差。而頻率穩(wěn)定度是指在規(guī)定的時間間隔內(nèi),頻率合成器頻率偏離規(guī)定頻率相對變化的大小。,5．頻譜純度影響頻率合成器頻譜純度的因素主要有兩個,一是相位噪聲,二是寄生干擾。相位噪聲是瞬間頻率穩(wěn)定度的頻域表示,在頻譜上呈現(xiàn)為主譜兩邊的連續(xù)噪聲,如圖8-31所示。,圖8―31頻率合成器的頻譜,二、頻率合成器的類型頻率合成器可分為直接式頻率合成器,間接式（或鎖相）頻率合成器和直接式數(shù)字頻率合成器。1．直接式頻率合成器（DS）直接式頻率合成器是最先出現(xiàn)的一種合成器類型的頻率信號源。這種頻率合成器原理簡單,易于實現(xiàn)。其合成方法大致可分為兩種基本類型:一種是所謂非相關(guān)合成方法（多個頻率源）;另一種稱為相關(guān)合成方法（一個頻率源）。,2．間接式頻率合成器（IS）間接式頻率合成器又稱為鎖相頻率合成器。鎖相頻率合成器是目前應(yīng)用最廣的頻率合成器,也是本節(jié)主要介紹的內(nèi)容。直接式頻率合成器中所固有的那些缺點(diǎn),如體積大、成本高、輸出端出現(xiàn)寄生頻率等,在鎖相頻率合成器中就大大減少了?；镜逆i相頻率合成器如圖8―32所示。當(dāng)鎖相環(huán)鎖定后,相位檢波器兩輸入端的頻率是相同的,即,(8―67),fr=fd,圖8―32基本鎖相頻率合成器,VCO輸出頻率fo經(jīng)N分頻得到,(8―68),所以輸出頻率是參考頻率fr的整數(shù)倍,即,(8―69),f0=Nfr,轉(zhuǎn)換時間取決于鎖相環(huán)的非線性性能,精確的表達(dá)式目前還難以導(dǎo)出,工程上常用的經(jīng)驗公式為轉(zhuǎn)換時間大約等于25個參考頻率的周期。分辨率與轉(zhuǎn)換時間成反比。例如fr=10Hz,則fs=2.5s,這顯然難以滿足系統(tǒng)的要求。,(8―70）,r,固定分頻器的工作頻率明顯高于可變分頻比,超高速器件的上限頻率可達(dá)千兆赫茲以上。若在可變分頻器之前串接一固定分頻器的前置分頻器,則可大大提高VCO的工作頻率,如圖8―33所示。前置分頻器的分頻比為M,則可得,（8―71）,r,圖8―33有前置分頻器的鎖相頻率合成器,圖8―34下變鎖相頻率合成器,混頻后用低通濾波器取出差頻分量,分頻器輸出頻率為,（8―72）,（8―73）,因此,3．直接數(shù)字式頻率合成器（DDS）直接數(shù)字式頻率合成器是近年來發(fā)展非常迅速的一種器件,它采用全數(shù)字技術(shù),具有分辨率高、頻率轉(zhuǎn)換時間短、相位噪聲低等特點(diǎn),并具有很強(qiáng)的調(diào)制功能和其它功能。當(dāng)最低有效位為1加到相位累加器時,產(chǎn)生最低的頻率,在時鐘fc的作用下,經(jīng)過了N位累加器的2N個狀態(tài),輸出頻率為fc/2N。加任意的M值到累加器,則DDS的輸出頻率為,（8―74）,圖8―35DDS的組成框圖,DDS有如下特點(diǎn):（1）頻率轉(zhuǎn)換時間短,可達(dá)毫微秒級,這主要取決于累加器中數(shù)字電路的門延遲時間;（2）分辨率高,可達(dá)到毫赫茲級,這取決于累加器的字長N和參考時鐘fc。（3）頻率變換時相位連續(xù);（4）有非常小的相位噪聲。（5）輸出頻帶寬,一般其輸出頻率約為fc的40％以內(nèi);（6）具有很強(qiáng)的調(diào)制功能。,在PLL頻率合成器中,設(shè)計時要考慮的因素有:（1）頻率分辨率及頻率步長;（2）建立時間;（3）調(diào)諧范圍（帶寬）;（4）相位噪聲和雜散（譜純度）;（5）成本、復(fù)雜度和功能。,在DDS頻率合成器中,設(shè)計時要考慮的因素有:（1）時鐘頻率（帶寬）;（2）雜散（譜純度）;（3）成本、復(fù)雜度和功能。,DDS的雜散主要是由DAC的誤差和離散抽樣值的量化近視引起的,改善DDS雜散的方法有:（1）增加DAC的位數(shù),DAC的位數(shù)增加一位,雜散電平降低6dB;（2）增加有效相位數(shù),每增加一位,雜散電平降低8dB;（3）設(shè)計性能良好的濾波器。,DDS和PLL這兩種頻率合成方式不同,各有其獨(dú)有的特點(diǎn),不能相互代替,但可以相互補(bǔ)充。將這兩種技術(shù)相結(jié)合,可以達(dá)到單一技術(shù)難以達(dá)到的結(jié)果。圖8―36是DDS驅(qū)動PLL頻率合成器,這種頻率合成器由DDS產(chǎn)生分辨率高的低頻信號,將DDS的輸出送入一倍頻—混頻PLL,其輸出頻率為,（8―75）,其輸出頻率范圍是DDS輸出頻率的N倍,因而輸出帶寬,分辨率高,可達(dá)1Hz以下。這種頻率合成器取決于DDS的分辨率和PLL的倍頻次數(shù)。其轉(zhuǎn)換時間快,是由于PLL是固定的倍頻環(huán),環(huán)路帶寬可以較大,因而建立時間就快,可達(dá)微秒級;N不大時,相位噪聲和雜散都可以較低。,圖8―36DDS驅(qū)動PLL頻率合成器,圖8―37是AD公司生產(chǎn)的DDS芯片AD7008,其時鐘頻率有20MHz和50MHz兩種,相位累加器長度N=32。它不僅可以用于頻率合成,而且具有很強(qiáng)的調(diào)制功能,可以完成各種數(shù)字和模擬調(diào)制功能,如AM、PM、FM、ASK、PSK、FSK、MSK、QPSK、QAM等調(diào)制方式。,圖8―37AD7008框圖,三、鎖相頻率合成器1．單環(huán)鎖相頻率合成器基本的單環(huán)鎖相頻率合成器的構(gòu)成如圖8―32所示。環(huán)中的N分頻器采用可編程的程序分頻器,合成器輸出頻率為式中fr為參考頻率,通常是用高穩(wěn)定度的晶體振蕩器產(chǎn)生,經(jīng)過固定分頻比的參考分頻之后獲得的。這種合成器的分辨率為fr。,（8―76）,設(shè)鑒相器的增益為Kd,環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為F（s）,壓控振蕩器的增益系數(shù)為K0,則可得單環(huán)鎖相頻率合成器的線性相位模型,如圖8―38所示。圖中,,(8―77),(8―78),圖8―38單環(huán)頻率合成器線性相位模型,由輸出相位θ2（s）和輸入相位θ1（s）可得閉環(huán)傳遞函數(shù)是,(8―79),式中K′=KdK0/N。因為相位是頻率的時間積分,故同樣的傳遞函數(shù)也可說明輸入頻率（即參考頻率）fr（s）和輸出頻率fv（s）之間的關(guān)系。誤差傳遞函數(shù),（8―80）,將式（8―79）和式（8―80）與式（8―48）和式（8―49）相比較,單環(huán)鎖相頻率合成器的傳遞函數(shù)與線性鎖相環(huán)的傳遞函數(shù)有如下關(guān)系:,(8―81),圖8―39（a）是通用型單片集成鎖相環(huán)L562（NE562）和國產(chǎn)T216可編程除10分頻器構(gòu)成的單環(huán)鎖相環(huán)頻率合成器,它可完成10以內(nèi)的鎖相倍頻,即可得到1～10倍的輸入信號頻率輸出,圖8―39（b）為L562的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。,圖8―39L562的內(nèi)部結(jié)構(gòu)（a）L562頻率合成器；（b）L562內(nèi)部框圖,2．變模分頻鎖相頻率合成器在基本的單環(huán)鎖相頻率合成器中,VCO的輸出頻率是直接加到可編程分頻器上的。目前可編程分頻器還不能工作到很高的頻率上,這就限制了這種合成器的應(yīng)用。加前置分頻器后固然能提高合成器的工作頻率,但這是以降低頻率分辨率為代價的。圖8―40為采用雙模分頻器的鎖相頻率合成器的組成框圖。,圖8―40雙模分頻鎖相頻率合成器,模分頻器有兩個分頻模數(shù),當(dāng)模式控制為高電平時分頻模數(shù)為V＋1,當(dāng)模式控制為低電平時分頻模式為V。雙模分頻器的輸出同時驅(qū)動兩個可編程分頻器,它們分別預(yù)置在N1和N2,并進(jìn)行減法計數(shù)。在一個完整的周期中,輸入的周期數(shù)為,假若V＝10,則,(8―82),(8―83),四、集成鎖相環(huán)頻率合成器集成鎖相頻率合成器是一種專用鎖相電路。它是發(fā)展很快、采用新工藝多的專用集成電路。它將參考分頻器、參考振蕩器、數(shù)字鑒相器、各種邏輯控制電路等部件集成在一個或幾個單元中,以構(gòu)成集成頻率合成器的電路系統(tǒng)。,1．MC145146－1MC145146－1是一塊20腳陶瓷或塑料封裝的,由四位總線輸入、鎖存器選通和地址線編程的大規(guī)模單片集成鎖相雙模頻率合成器,圖8―41給出了它的方框圖。,圖8―41MC145146－1方框,表8―4MC145146-1地址碼與鎖存器的選通關(guān)系,ST（12端）:數(shù)據(jù)選通控制端,當(dāng)ST是高電平時,可以輸入D0~D3輸入端的信息,ST是低電平時,則鎖存這些信息。PDout（5端）:鑒相器的三態(tài)單端輸出。當(dāng)頻率fv＞fr或fv相位超前時,PDout輸出負(fù)脈沖;當(dāng)相位滯后時,輸出正脈沖;當(dāng)fv＝fr且同相位時,輸出端為高阻抗?fàn)顟B(tài)。LD（13端）:鎖定檢測器信號輸出端。當(dāng)環(huán)路鎖定時（fv與fr同頻同相）,輸出高電平,失鎖時輸出低電平。,ΦV、ΦR(16、17端):鑒相器的雙端輸出?？梢栽谕獠拷M合成環(huán)路誤差信號,與單端輸出PDout作用相同,可按需要選用。圖8―42是一個微機(jī)控制的UHF移動電話信道的頻率合成器,工作頻率為450MHz。,圖8―42采用MC145146－1的UHF移動無線電話頻率合成器,圖8―43給出了一個800MHz蜂窩狀無線電系統(tǒng)用的666個信道、微機(jī)控制的移動無線電話頻率合成器。接收機(jī)第一中頻是45MHz,第二中頻是11.7MHz,具有雙工功能,收發(fā)頻差45MHz。參考頻率fr＝7.5kHz,參考分頻比R＝1480。環(huán)路總分頻比NT＝32*N＋A＝27501~28188,N=859~880,A=0~31,鎖相環(huán)VCO輸出頻率fv＝NTfr＝206.2575~211.410MHz。MC145145-1與MC145146-1結(jié)構(gòu)類似,不同點(diǎn)在于MC145145-1是單模鎖相頻率合成器,其可編程N(yùn)計數(shù)器為14位,則N=3～16388。,圖8―43采用MC145146－1的800MHz移動無線電話頻率合成器,2．MC145151－1MC145151－1是一塊由14位并行碼輸入編程的的單模CMOS、LSI單片集成鎖相頻率合成器,其組成方框圖如圖8―44所示。,圖8―44MCA145151－1方框圖,MC145151－1是28腳陶瓷或塑料封裝型電路,現(xiàn)將各引出端的作用說明如下:OSCin、OSCout（26、27端）:參考振蕩器的輸入和輸出端。RA0、RA1、RA2（5、6、7端）:參考地址輸入端。fin（1端）:N計數(shù)器的輸入端。fv（10端）:N計數(shù)器的輸出端。N0~N13（11～20及22～25端）:N計數(shù)器的預(yù)置端。T／R（21端）:收／發(fā)控制端。,PDout（4端）:PDA三態(tài)輸出端。ΦR、ΦV（8、9端）:PDB兩個輸出端。LD（28端）:鎖定檢測輸出端。圖8―45是一個采用MC145151－1的單環(huán)本振電路。圖8―46為一個采用MC145151－1組成的UHF陸地移動電臺頻率合成器。,表8―5MC145151-1參考地址碼與參考分頻比的關(guān)系,圖8―45采用MC145151－1的5～5.5MHz本振電路,圖8―46采用MC145151－1組成的UHF陸地移動電臺頻率合成器,與MC145151-1對應(yīng)的是MC145152-1,它是一塊由16位并行碼編程的雙模CMOS、LSI單片鎖相頻率合成器,除程序分頻器外與MC145151-1基本相同。MC145151-1是單模工作的,而MC145152-1是雙模工作的。,作業(yè)：P3688-98-17,