電動車充電器研究與設(shè)計,電動車,充電器,研究,鉆研,設(shè)計 武漢理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計（論文） 摘要 隨著能源、環(huán)保問題的日益突出，電動汽車成為近年來迅速發(fā)展的一種新型汽車，并且有著巨大的發(fā)展空間。目前，限制電動汽車發(fā)展的主要問題是車載能源問題，要完全用動力電池替代傳統(tǒng)的汽油，除了改進電池性能外，還要發(fā)展完善的輔助充電設(shè)備，因而研制一種方便、快捷、高效的充電器是必不可少的。 本文的目標(biāo)是設(shè)計一款具有恒壓充電功能的車載充電器。論文首先對常用的蓄電池及充電方法進行了簡要地介紹，并對充電器的總體結(jié)構(gòu)進行了設(shè)計。 為滿足電動汽車蓄電池恒壓充電的需求，將大功率開關(guān)電源變換技術(shù)應(yīng)用于電動汽車車載充電器中。將有源功率因數(shù)校正電路與DC/DC電路相結(jié)合，以達(dá)到預(yù)期效果。并結(jié)合實際充電要求，給出了電動汽車車載充電系統(tǒng)的總體設(shè)計方案，并就方案中涉及到的升壓式APFC電路、DC/DC降壓電路做了具體介紹，并在各環(huán)節(jié)中進行了方案比較與選型。 最后，利用Matlab軟件中的Simulink模塊對該車載充電系統(tǒng)模型進行建模與仿真。試驗結(jié)果表明，該車載充電器設(shè)計方案滿足各項設(shè)計要求。 關(guān)鍵字：電動汽車 車載充電器 APFC技術(shù) DC/DC變換器 ABSTRACT About the research and design of the electric vehicle charger is a very important part of the electric vehicle control system.For this field,I designed an charger of electric vehicle. In order to fast charge without damage, the battery of electric vehicle use of High-power switching power conversion technology.In order to achieve the desired results,combined with active power factor correction circuit and DC / DC Converters.And combined with the actual charging requirements,design of electric vehicle charging system design,Specific introduction on the circuit involved in the program,such as the Boost-APFC circuit,DC / DC Converter and PID control circuit.Especially in the part of DC / DC converter design,listed several design plan.And a description and comparison of design plan. Finally,Used the Simulink of the Matlab,to modeling and simulation for the charger of electric vehicle that designed.The results showed that the charger of electric vehicle for designed to meet all the design requirements,and has the value of the application. Key words: Electric vehicles; The charger; APFC; DC / DC Converter 目錄 摘要 I ABSTRACT II 目錄 III 1緒論 1 1.1研究背景 1 1.2研究目的與意義 2 1.3國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀 2 1.4主要研究內(nèi)容 4 2系統(tǒng)方案設(shè)計 6 2.1設(shè)計的基本原理 6 2.2設(shè)計方案與選型 7 2.2.1整流濾波的設(shè)計方案與選型 7 2.2.2功率因數(shù)校正電路的設(shè)計方案與選型 7 2.2.3功率因數(shù)校正控制方式的設(shè)計方案與選型 9 2.2.4 DC/DC電路 11 3前級Boost APFC電路設(shè)計 19 3.1 Boost APFC主電路的硬件設(shè)計 19 3.1.1功率因數(shù)的定義 19 3.1.2主電路參數(shù)設(shè)計 20 3.2 Boost APFC控制電路的硬件設(shè)計 22 3.2.1單周期控制Boost PFC電路的工作原理 22 3.2.2 單周期控制Boost PFC變換器穩(wěn)定性分析 25 3.2.3 Boost PFC電路數(shù)學(xué)模型的建立 27 3.2.4控制電路設(shè)計 28 4后級Buck電路設(shè)計 35 4.1 Buck主電路 35 4.1.1 Buck變換器工作原理分析 35 4.1.2 Buck變換器參數(shù)計算 38 4.2 Buck控制電路 38 4.2.1傳遞函數(shù)的建立 38 4.2.2校正網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 39 5系統(tǒng)仿真 42 5.1 Boost APFC電路仿真 42 5.2 DC/DC降壓電路仿真 44 5.3 總電路圖 46 6總結(jié)與展望 47 參考文獻 48 附錄 49 致謝 50 50 1緒論 1.1研究背景 19世紀(jì)后半葉的1873年，英國人羅伯特?戴維森（Robert Davidsson）制作了世界上最初的可供實用的電動汽車。這比德國人戴姆勒（Gottlieb Daimler）和本茨（Karl Benz）發(fā)明汽油發(fā)動機汽車早了10年以上[1]。 戴維森發(fā)明的電動汽車是一輛載貨車，長4800mm，寬1800mm，使用鐵、鋅、汞合金與硫酸進行反應(yīng)的一次電池。其后，從1880年開始，應(yīng)用了可以充放電的二次電池。從一次電子表池發(fā)展到二次電池，這對于當(dāng)時電動汽車來講是一次重大的技術(shù)變革，由此電動汽車需求量有了很大提高。在19世紀(jì)下半葉成為交通運輸?shù)闹匾a(chǎn)品，寫下了電動汽車需求量有了很大提高。在19世紀(jì)下半葉成為交通運輸?shù)闹匾a(chǎn)品，寫下了電動汽車在人類交通史上的輝煌一頁。1890年法國和英倫敦的街道上行駛著電動大客車，當(dāng)時電動汽車生產(chǎn)的車用內(nèi)燃機技術(shù)還相當(dāng)落后，行駛里程短，故障多，維修困難，而電動汽車卻維修方便。 而電動汽車最盛期是在19世紀(jì)末。1899年法國人考門?吉納駕駛一輛44kW雙電動機為動力的后輪驅(qū)動電動汽車，創(chuàng)造了時速106km的記錄[1]。 1900年美國制造的汽車中，電動汽車為15755輛，蒸汽機汽車1684輛，而汽油機汽車只有936輛。進入20世紀(jì)以后，由于內(nèi)燃機技術(shù)的不斷進步，1908年美國福特汽車公司T型車問世，以流水線生產(chǎn)方式大規(guī)模批量制造汽車使汽油機汽車開始普及，致使在市場競爭中蒸汽機汽車與電動汽車由于存在著技術(shù)及經(jīng)濟性能上的不足，使前者被無情的歲月淘汰，后者則呈萎縮狀態(tài)。 電池是電動汽車發(fā)展的首要關(guān)鍵，汽車動力電池難在“低成本要求”、“高容量要求”及“高安全要行駛中的電動汽車求”等三個要求上。要想在較大范圍內(nèi)應(yīng)用電動汽車，要依靠先進的蓄電池經(jīng)過10多年的篩選，現(xiàn)在普遍看好的氫鎳電池，鐵電池，鋰離子和鋰聚合物電池。氫鎳電池單位重量儲存能量比鉛酸電池多一倍，其它性能也都優(yōu)于鉛酸電池。但目前價格為鉛酸電池的4-5倍，正在大力攻關(guān)讓它降下來。鐵電池采用的是資源豐富、價格低廉的鐵元素材料，成本得到大幅度降低，也有廠家采用。鋰是最輕、化學(xué)特性十分活潑的金屬，鋰離子電池單位重量儲能為鉛酸電池的3倍，鋰聚合物電池為4倍，而且鋰資源較豐富，價格也不很貴，是很有希望的電池。 說到電池，就不能不說充電器。電動汽車車載充電器是一種專為電動汽車的車用電池充電的設(shè)備，是對電池充電時用到的有特定功能的電力轉(zhuǎn)換裝置。 隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，蓄電池已經(jīng)日益廣泛的運用在交通運輸、電力、通信等部門的設(shè)備中，它已經(jīng)成為最重要的關(guān)鍵系統(tǒng)部件之一。它的安全可靠運行直接關(guān)系到整套設(shè)備的可靠運行。蓄電池的充放電過程以及蓄電池系統(tǒng)的可持續(xù)放電時間也會影響整個系統(tǒng)的可靠性。 而隨著汽車行業(yè)的日益壯大，電動汽車已經(jīng)成為一個很重要的發(fā)展方向。所以，對于蓄電池的相關(guān)研究越來越廣泛。而作為蓄電池的充電設(shè)備的車載充電器則是電動汽車研究必不可少的一個環(huán)節(jié)。 1.2研究目的與意義 從八十世紀(jì)到現(xiàn)在，全球的汽車工業(yè)經(jīng)歷了從無到有長遠(yuǎn)的發(fā)展。汽車在人類的工作、生活中成為不可或缺的工具，然而在創(chuàng)造無限經(jīng)濟價值的同時，汽車在行駛過程中排放的溫室氣體已成為全球氣候變暖的主要致因，伴隨而來的能源枯竭和環(huán)境污染更加讓國家不堪重負(fù)。除了面對傳統(tǒng)燃油汽車尾氣排放造成的污染，還要面對石油資源的過度消耗所引發(fā)的環(huán)境與能源問題。 在我國大城市的大氣污染已不能忽視，汽車排放是主要污染源之一，我國已有16個城市被列入全球大氣污染最嚴(yán)重的20個城市之中。我國現(xiàn)今人均汽車是每1000人平均10輛汽車，但石油資源不足，每年已進口幾千萬噸石油，隨著經(jīng)濟的發(fā)展，假如中國人均汽車持有量達(dá)到現(xiàn)在全球水平——每1000人有110輛汽車，我國汽車持有量將成10倍地增加，石油進口就成為大問題。因此在我國研究發(fā)展電動汽車不是一個臨時的短期措施，而是意義重大的、長遠(yuǎn)的戰(zhàn)略考慮。 電動汽車以其良好的環(huán)保、節(jié)能特性, 成為當(dāng)今國際汽車發(fā)展的潮流和熱點。目前世界上許多發(fā)達(dá)國家的政府、著名汽車廠商及相關(guān)行業(yè)科研機構(gòu)都在致力于電動汽車技術(shù)的研究開發(fā)與應(yīng)用推廣。 車載電動汽車充電器是電動汽車大規(guī)模商業(yè)化后不可缺少的組成部分, 如何實現(xiàn)車載充電器對蓄電池快速無損傷充電是電動汽車投入市場前必須解決的關(guān)鍵技術(shù)之一。 1.3國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀 我國在鎳氫電池和鋰離子電池的產(chǎn)業(yè)化開發(fā)方面均取得了快速的發(fā)展。電動汽車其他有關(guān)的技術(shù)，近年都有巨大的進步，如：交流感應(yīng)電機及其控制，稀土永磁無刷電機及其控制，電池和整車能量管理系統(tǒng)，智能及快速充電技術(shù)，低阻力輪胎，輕量和低風(fēng)阻車身，制動能量回收等等，這些技術(shù)的進步使電動汽車日見完善和走向?qū)嵱没? 新能源汽車的發(fā)展方向有多種，但其中之一的氫燃料電池技術(shù)不成熟，成本昂貴，是20年之后的技術(shù)。2007年1月，汽車和動力電池專家Menahem Anderman博士在美國參議院能源與資源委員會作證時下此結(jié)論。中國也沒有氫燃料電池反應(yīng)所必需的鉑。雖然沒有公開申明，但據(jù)傳國家內(nèi)部決策層曾明確表示中國不適宜發(fā)展氫燃料電池汽車，只作為科研跟蹤項目。另外就主要采用甲醇、乙醇等低成本液體燃料的技術(shù)來說，由于大量采用玉米、糧食作為原料，導(dǎo)致全球糧價連續(xù)上升，這也不可能成為中國的技術(shù)選擇[2]。 還有一種燃料技術(shù)清潔柴油，即含硫量低的柴油(含硫量低于350ppm的柴油)，使用能使動力平均比汽電動汽車油機節(jié)約30％的能源。不過因為國內(nèi)的柴油品質(zhì)不佳，頻繁的油荒總是從柴油開始，此外柴油得不到國家政策支持。 從技術(shù)發(fā)展成熟程度和中國國情來看，純電動汽車應(yīng)是大力推廣的發(fā)展方向，而混合動力作為大面積充電網(wǎng)絡(luò)還沒建立起來之前的過渡技術(shù)。今年中外車廠都先后推出了混和動力和純電動汽車。比亞迪先后展示了F6DM和F3DM雙模電動車和F3e純電動車。長安與加拿大綠色電池生產(chǎn)商Electrovaya 合作，共同拓展加拿大新能源汽車市場，首推奔奔純電動版。美國通用汽車公司推出了以電動為主的Chevy Volt混合動力車，Mini Cooper推出了其純電動版電動汽車。但混合動力車動力系統(tǒng)復(fù)雜，成本昂貴。比亞迪F3DM有兩套動力系統(tǒng)，其公布的動力系統(tǒng)成本增加了5萬元，相當(dāng)于每年要節(jié)省8千元的油費才能比傳統(tǒng)汽油車經(jīng)濟。不過混合動力車省油有限，豐田Prius省油大致10%-20%，奇瑞A5-ISG在北京奧運試運期間公布的省油參數(shù)為10%?？梢运阋还P帳，假設(shè)家庭年行駛2萬公里，汽油車百公里油耗7.5升，年油費9450元，混合動力車省油20%節(jié)省了1890元，無法抵消其車價成本的增加?；旌蟿恿Φ膬?yōu)勢是保留了傳統(tǒng)汽油汽車的使用生活方式，根據(jù)汽油機和電動機混合程度，充電次數(shù)和傳統(tǒng)汽油汽車加油次數(shù)相當(dāng)，或者不用充電。行駛距離也不受限制。 純電動車省去了油箱、發(fā)動機、變速器、冷卻系統(tǒng)和排氣系統(tǒng)，相比傳統(tǒng)汽車的內(nèi)燃汽油發(fā)動機動力系統(tǒng)，電動機和控制器的成本更低，且純電動車能量轉(zhuǎn)換效率更高。因電動車的能量來源——電，來自大型發(fā)電機組，其效率是小型汽油發(fā)動機甚至混合動力發(fā)動機所無法比擬的。純電動汽車因此使用成本在下降。按比亞迪F3e純電動車公布的數(shù)據(jù)，百公里行駛耗電12度，依照0.5元的電價算，百公里使用成本才6元。而其原形車F3汽油車百公里耗油7.6升，按目前6.2元的油價，成本是46.5元。相比之下，電動車的使用成本才是傳統(tǒng)汽油汽車的八分之一[3]。 純電動車的缺點是它改變了傳統(tǒng)汽車的使用生活方式，需要每天充電。傳統(tǒng)的汽車使用習(xí)慣是大致一到兩周加一次油。而且每次出行也有幾百公里的距離限制，雖然一個家庭遠(yuǎn)距離出行可能一年就這么幾次。 在電動汽車行業(yè)迅猛發(fā)展的同時，電動汽車車載充電器成為電動汽車大規(guī)模商業(yè)化后不可缺少的組成部分。目前市場缺乏有影響力的廠家，規(guī)模較大的供應(yīng)商包括：比亞迪、許繼電氣、奧特迅、國電南瑞、動力源、珠海泰坦、鄭州雙新電器等。 隨著我國充電器市場的迅猛發(fā)展，技術(shù)工藝的優(yōu)劣直接決定企業(yè)的市場競爭力。了解國內(nèi)外充電器生產(chǎn)核心技術(shù)的研發(fā)動向、工藝設(shè)備、技術(shù)應(yīng)用對于企業(yè)提升產(chǎn)品技術(shù)規(guī)格，提高市場競爭力十分關(guān)鍵。 歐美地區(qū)對充電器管控比較嚴(yán)格，品質(zhì)要求也很高。為了確保安全，充電器會逐步要求增加電池的溫度檢測、定時關(guān)斷、過充保護、甚至電池識別等功能。加上電動汽車新標(biāo)準(zhǔn)的實施，國外對充電器符合安規(guī)，特別是EMC方面也會更嚴(yán)格。美國西北太平洋國家實驗室開發(fā)的PNNL智能充電器可能會成為電動汽車的標(biāo)準(zhǔn)充電器。它能與當(dāng)?shù)仉娏揪o密連接，可以知道當(dāng)?shù)仉娏r格，以便讓汽車在非繁忙時間充電，這樣一年可以為車主節(jié)省約150美元能源費用，能在電網(wǎng)超負(fù)荷時自動停止充電。 三洋電機株式會社旗下的三洋能源公司生產(chǎn)的車載智能充電器，具體地說是用于實現(xiàn)車載插頭與萬能充電器的連接而進行充電，其主要采用車載插頭與萬能充電器連接，低壓極片設(shè)置在萬能充電器上。在萬能充電器上分別設(shè)有USB接口、mini USB接口及擴展接口。XtremeMac公司全新推出的iPod車用車載充電器適用于iPod所有系列，Car Charge是一款安全的iPod充電器，因為它具有可更換保險絲的設(shè)計，可避免因短路所造成的損害。 我國電動汽車的相關(guān)研究工作經(jīng)過了“八五”和“九五”兩個五年計劃和863計劃項目的支持，特別是“十五”期間，863計劃項目又對電動汽車進行了重點支持，已取得一批重大成果并正在推動成果轉(zhuǎn)化及產(chǎn)業(yè)化，并得到國際社會的廣泛認(rèn)可。隨著鋰離予電池技術(shù)的進步以及對鋰離子電池的認(rèn)識加深，對充電器也會不斷提出新的要求，特別是對提高充電效率方面需加強研究[4]。 1.4主要研究內(nèi)容 每種電池都有適合自己的充電特性曲線，一般情況下充電器是不能通用的，也就是說，針對具體的電池，需要采用相應(yīng)的充電控制策略為電池充電，這給電動汽車補充能量帶來了很大的不便[5]。本文的設(shè)計目標(biāo)就是研制一種能夠恒壓充電的車載智能充電器，這是一種最基本的充電方式。 設(shè)計要求一款電動汽車車載充電器，充電機輸入源為220V、50Hz交流電網(wǎng)，充電機輸出端接蓄電池，蓄電池電壓范圍為200-380V，標(biāo)稱電壓值320V，充電電壓紋波<1%，輸出功率7kw。 論文的主要研究內(nèi)容： ①系統(tǒng)方案分析 從設(shè)計的具體要求出發(fā)，研究確定電動汽車車載充電器的設(shè)計方案。總體設(shè)計由前級Boost APFC電路和后級Buck電路組成。前級Boost APFC電路的方案設(shè)計中，對功率因數(shù)校正技術(shù)進行詳細(xì)的原理分析，并進行選型，確定最終設(shè)計方案。而在后級Buck電路的設(shè)計中，分析各種降壓型DC/DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，分析其連續(xù)與不連續(xù)工作模式下的特點，并根據(jù)優(yōu)缺點進行比較與選型，最后得到一個理想的DC/DC降壓變換器模型。 ②功率因數(shù)校正電路設(shè)計 在詳細(xì)分析和研究單相有源功率因數(shù)校正原理的基礎(chǔ)上，設(shè)計出一個大功率有源功率因數(shù)校正電路，并用軟開關(guān)技術(shù)減少功率開關(guān)管的開關(guān)損耗，最后給出電路中升壓電感等一系列重要參數(shù)的設(shè)計。 ③DC/DC降壓電路設(shè)計 設(shè)計出一個具有降壓功能的DC/DC變換器，使電路能夠在蓄電池工作電壓范圍內(nèi)得到穩(wěn)定的輸出電壓。并詳細(xì)寫出電路參數(shù)的設(shè)計過程。 ④系統(tǒng)設(shè)計仿真 用Matlab仿真軟件對設(shè)計電路進行仿真，并給出功率因數(shù)校正電路和DC/DC降壓電路的輸出電壓波形。 2系統(tǒng)方案設(shè)計 2.1設(shè)計的基本原理 結(jié)合當(dāng)前電動汽車電能供給的典型方式和充電電源的發(fā)展?fàn)顩r，文章設(shè)計的車載充電系統(tǒng)如圖1所示。 圖1 充電系統(tǒng)基本原理圖 整個電路主要采用AC/DC加DC/DC的設(shè)計結(jié)構(gòu)。首先通過AC/DC變換將交流電能變換為直流電能。然后利用DC/DC變換器得到所需幅值的直流輸出電壓。 在設(shè)計的電路中，首先將220V的交流市電經(jīng)過電源濾波器。電源濾波器就是對電源線中特定頻率的頻點或該頻點以外的頻率進行有效濾除的電器設(shè)備。電源濾波器的功能就是通過在電源線中接入電源濾波器，得到一個特定頻率的電源信號，或消除一個特定頻率后的電源信號。利用電源濾波器的這個特性，可以將通過電源濾波器后的一個方波群或復(fù)合噪波，變成一個特定頻率的正弦波。電源濾波器是一種無源雙向網(wǎng)絡(luò)，它的一端是電源，另一端是負(fù)載。電源濾波器內(nèi)部電路電源濾波器的原理就是一種阻抗適配網(wǎng)絡(luò)，電源濾波器輸入、輸出側(cè)與電源和負(fù)載側(cè)的阻抗適配越大，對電磁干擾的衰減就越有效。 將得到的穩(wěn)定正弦波輸送到有源功率因數(shù)校正電路。有源功率因數(shù)校正電路由整流濾波部分、功率因數(shù)校正部分、DC/DC轉(zhuǎn)換部分和控制保護電路組成。通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比來調(diào)整輸出電壓的電源變換裝置。它直接將電網(wǎng)工頻電壓經(jīng)過整流濾波為直流電壓，再經(jīng)主變換電路處理后經(jīng)輸出整流濾波，反饋電路對輸出電壓進行采樣，并把所采樣信號送到控制電路進行放大處理，以此調(diào)節(jié)輸出的PWM脈沖占空比，最終輸出一個紋波電壓和穩(wěn)定性能均符合要求的直流電壓。 再把得到的直流電壓輸入到DC/DC變換器中。DC/DC變換器有很多種，根據(jù)設(shè)計需要選擇合適的DC/DC變換器。通過調(diào)節(jié)開關(guān)器件的占空比得到規(guī)定幅值的直流電壓。 最后將規(guī)定幅值的輸出電壓輸送到蓄電池中，實現(xiàn)恒壓充電。 2.2設(shè)計方案與選型 2.2.1整流濾波的設(shè)計方案與選型 整流電路是把交流電能轉(zhuǎn)換為直流電能的電路。按組成器件可分為不可控電路、半控電路和全控電路三種[6]。 ①不可控整流電路 完全由不可控二極管組成，電路結(jié)構(gòu)一定之后其直流整流電壓和交流電源電壓值的比是固定不變的。 ②半控整流電路 由可控元件和二極管混合組成，在這種電路中，負(fù)載電源極性不能改變，但平均值可以調(diào)節(jié)。 ③全控整流電路 所有的整流元件都是可控的，其輸出直流電壓的平均值及極性可以通過控制元件的導(dǎo)通狀況而得到調(diào)節(jié)，在這種電路中，功率既可以由電源向負(fù)載傳送，也可以由負(fù)載反饋給電源，即所謂的有源逆變。 由于設(shè)計采用了功率因數(shù)校正技術(shù)，整流濾波部分在整個充電器設(shè)計中屬于開關(guān)電源的一部分，且在開關(guān)電源的設(shè)計中，整流濾波部分只起到整流作用，整個功率因數(shù)校正電路共用一套開關(guān)管和控制電路。所以本次設(shè)計的整流濾波部分選用不可控整流電路即可。 2.2.2功率因數(shù)校正電路的設(shè)計方案與選型 設(shè)計的整流、濾波、APFC電路以及其控制電路的部分都屬于開關(guān)電源的設(shè)計。而開關(guān)電源是采用功率因數(shù)半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比來調(diào)整輸出電壓的電源變換裝置。它直接將電網(wǎng)工頻電壓經(jīng)整流濾波為直流電壓，再經(jīng)主變換電路處理后經(jīng)輸出整流濾波，反饋電路對輸出電壓進行采樣，并把所采樣信號送到控制電路進行比較放大處理，以此調(diào)節(jié)輸出的PWM脈沖占空比，最終輸出一個紋波電壓和穩(wěn)定性能均符合要求的直流電壓。 （1）功率因數(shù)校正技術(shù)的選擇 APFC電路屬于開關(guān)電源的功率因數(shù)校正部分。根據(jù)是否用有源器件，功率因數(shù)校正可分為無緣功率因數(shù)校正技術(shù)和有源功率因數(shù)校正技術(shù)兩大類[7]。 ①無緣功率因數(shù)校正（PPFC）技術(shù) 無緣功率因數(shù)校正技術(shù)是早期應(yīng)用的一種功率因數(shù)校正技術(shù)，通常是在電路的整流器和電容之間串聯(lián)一個濾波電感，或在交流側(cè)接入一個諧振濾波器，構(gòu)成無源濾波網(wǎng)絡(luò)，采用無功功率補償、無功濾波等方法抑制電路中的諧波，從而提高電路功率因數(shù)，穩(wěn)定電網(wǎng)電壓，提高電網(wǎng)的供電質(zhì)量。 無源校正電路通常采用無源元件電感、電容組成低通帶通濾波器，工作在交流輸入電的工作頻率，將輸入電流波形進行了相移和整形。雖然無源功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)簡單，但是由于工作在輸入電的低頻率下，電感、電容的體積就比較大，因而組成的無緣功率因數(shù)校正電路部分的體積可能比較大，且它的補償特性易受電網(wǎng)阻抗、負(fù)載特性的影響。會由于和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振而造成電路元件的損壞，不能對諧波和無功功率實現(xiàn)動態(tài)補償，因而它只能在中小功率電源中廣泛采用。 所以這種方法的優(yōu)點是：控制簡單、效率高、可靠度高、EMI小、價格低廉。 缺點是：增加的無緣器件體積大，笨重且效果不好，功率因數(shù)低，對諧波的抑制效果不理想。所以很多場合無法滿足諧波標(biāo)準(zhǔn)的要求。 ②有緣功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù) 有緣功率因數(shù)校正是直接采用有緣開關(guān)或AC/DC變換技術(shù)，在整流器和負(fù)載之間接入一個DC/DC開關(guān)變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流的波形跟蹤交流輸入正弦電壓的波形，從而使電網(wǎng)輸入端的電流波形逼近正弦波，并與輸入的電網(wǎng)電壓同相位。有緣功率因數(shù)校正可得到較高的功率因數(shù)，總諧波畸變小，可在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)和寬帶下工作，體積小，重量輕，輸出電壓也可保持恒定。 它的基本思想是，通過高頻變換技術(shù)，使設(shè)備輸入端對電網(wǎng)呈現(xiàn)出電阻特性。這樣，輸入電流的波形與輸入電壓的波形就始終能夠保持一致，只要電網(wǎng)是正弦的，輸入電流也就是正弦的，沒有諧波，沒有相位差。 90年代以來，有源功率因數(shù)校正技術(shù)取得了更多進展，國內(nèi)外的研究機構(gòu)都提出了一些功率因數(shù)校正的軟開關(guān)技術(shù)和新的控制方法；由于變換器工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，有源功率因數(shù)校正技術(shù)具有體積小、重量輕、效率高、功率因數(shù)可接近1等優(yōu)點。 因此，在現(xiàn)階段，有源功率因數(shù)校正技術(shù)已具備高性能、低成本等優(yōu)點，因此得到廣泛應(yīng)用。本設(shè)計也將采用有源功率因數(shù)技術(shù)作為最終選擇。 （2）功率因數(shù)校正拓?fù)潆娐返倪x擇 常見的功率因數(shù)校正器的基本電路有：Buck（降壓式）、Boost（升壓式）、Buck-Boost（降/升壓式）、Cuk和Flyback（反激式）等變換器。 這幾種PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點如下： ① Buck（降壓式）：只能實現(xiàn)降壓功能，輸入電流不連續(xù)，噪聲（紋波）大，濾波困難，開關(guān)管上電壓壓力大。 ② Flyback（反激式）：輸入、輸出之間隔離，輸出電壓可以任意選擇，輸入簡單電壓型控制器，適合于150W一下的功率要求。 ③ Buck-Boost（降/升壓式）：需要兩個電子開關(guān)，用一個開關(guān)控制驅(qū)動，電路比較復(fù)雜，一般只應(yīng)用在中小功率輸出的場合。 ④ Boost（升壓式）：電感電流連續(xù)，電流畸變率小，儲能電感可作濾波器抑制RFI（射頻干擾）和EMI（電磁干擾）噪聲，并可防止電網(wǎng)對主電路的高頻瞬態(tài)沖擊，輸出電壓高于輸入電壓峰值，電源允許的輸入電壓范圍擴大，通?？梢赃_(dá)到（90-270）V；輸出電壓可以達(dá)到400V，提高了電源的適應(yīng)性?？刂坪唵危m用于大功率場合的要求，應(yīng)用最為普遍。 通過比較，鑒于Boost型電路在大功率電源中的眾多優(yōu)點，Boost升壓結(jié)構(gòu)適合我們作為大功率開關(guān)電源的設(shè)計要求，是我們最終選擇的方案。 基本原理圖如圖2所示。 圖2 Boost升壓拓?fù)潆娐? 只要開關(guān)S導(dǎo)通，電感中就有電流通過，且電流逐漸增大，電感儲能；當(dāng)S關(guān)斷時，交流電源和儲能電感一起通過二極管D向電容和負(fù)載供電，這樣只要通過對S的控制，就可以使得在任何時間內(nèi)，輸入端都有電流流過。如果控制得當(dāng)，就可以使輸入電流呈正弦形狀，且與輸入電壓同相位。 2.2.3功率因數(shù)校正控制方式的設(shè)計方案與選型 （1）經(jīng)典控制方式 控制電路根據(jù)電感電流是否連續(xù)可分為不連續(xù)導(dǎo)電模式DCM和連續(xù)導(dǎo)電模式CCM兩種控制方式。 DCM控制模式功率因數(shù)與輸入和輸出電壓的比值有關(guān)，當(dāng)輸入電壓變化時，功率因數(shù)也將發(fā)生變化；輸入電流紋波較大，峰值電流遠(yuǎn)高于平均電流，而且開關(guān)器件承受較大的應(yīng)力，導(dǎo)致導(dǎo)通損耗和成本增加，只適合用在小功率場合。 CCM控制模式輸入電流紋波小，THD和EMI小，對輸入濾波器的要求小，輸入電流峰值小，對器件的應(yīng)力要求就小，相應(yīng)減小了器件的導(dǎo)通損耗，適用于大功率應(yīng)用。 從上面的分析對比中可以看出，CCM模式在大功率應(yīng)用場合具有相對較大的優(yōu)勢，所以此系統(tǒng)Boost-APFC電路選擇工作在CCM模式下。 采用CCM工作模式，就需要使用乘法器來實現(xiàn)PFC，當(dāng)采用乘法器控制時，由于輸入電流總帶有一些開關(guān)頻率的紋波，因此必須決定反饋哪個電流，因此產(chǎn)生了三種經(jīng)典的電流控制方式，即電流峰值控制、電流滯環(huán)控制和平均電流控制。這三種控制方式的基本特點如表1所示。 表1 三種經(jīng)典的電流連續(xù)控制方式 控制方式 檢測電流 開關(guān)頻率 工作模式 對噪聲 使用拓?fù)? 備注 電流峰值 開關(guān)電流 恒定 CCM 敏感 Boost 需斜率補償 電流滯環(huán) 電感電流 變頻 CCM 敏感 Boost 需邏輯補償 平均電流 電感電流 恒定 任意 不敏感 Boost 需電流誤差放大器 峰值電流控制（PCMC）和滯環(huán)電流控制（HCC）實現(xiàn)比較簡單，但這兩種控制方式與平均電流控制方式相比，都具有很明顯的缺點，如果電流峰值和平均值之間存在誤差，無法滿足THD很小的要求；占空比大于0.5時系統(tǒng)易產(chǎn)生諧波振蕩；開關(guān)頻率在一個工頻周期內(nèi)不恒定，引起電磁干擾和電流過零點的死去；負(fù)載對開關(guān)頻率影響很大，濾波器只能按最低頻率設(shè)計等缺點。因此大大影響了其在APFC電路中的應(yīng)用，其中峰值電流控制方式已趨于淘汰。 平均電流控制方式比其他兩種控制方式相比：開關(guān)頻率恒定；THD較小，電感電流峰值與平均值之間的誤差小；跟蹤誤差小，瞬態(tài)特性較好；對噪聲不敏感，適用于大功率場合應(yīng)用。但是也存在著自身的缺點，控制電路復(fù)雜，接口設(shè)計繁瑣。 （2）目前主流控制方式 20世紀(jì)90年代初由美國加州大學(xué)的Smedley K.M.博士提出的一種大信號、非線性PWM單周期控制方式，以其抗擾動性能好，動態(tài)響應(yīng)速度快，控制方式簡單等優(yōu)點逐漸占領(lǐng)了功率因數(shù)校正技術(shù)的主導(dǎo)地位[8]。 其控制思想是：通過控制開關(guān)的占空比，使每個開關(guān)周期中開關(guān)變量的平均值嚴(yán)格等于或正比于控制參謀量。隨著控制技術(shù)的發(fā)展單周期的概念有所擴展，這種控制的最大特點是能在一個開關(guān)周期內(nèi)有效抵制電源側(cè)的擾動，這種控制技術(shù)可以廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場合，比如脈沖調(diào)制、諧振、軟開關(guān)的變換器等。 單周期控制Buck變換器原理圖[9]如圖3所示。 圖3 單周期控制Buck變換器原理圖 假定輸出電壓，開關(guān)頻率為常數(shù)。工作原理如下：當(dāng)開關(guān)S導(dǎo)通時，二極管截止，其兩端電壓為零。因此一個開關(guān)周期內(nèi)二極管上的電壓為： 電路開始工作時，由控制器產(chǎn)生恒定頻率的開關(guān)脈沖，開通開關(guān)S，二極管上的電壓經(jīng)記分器開始積分，當(dāng)積分器的輸出電壓，達(dá)到給定值，比較器輸出翻轉(zhuǎn)，觸發(fā)器發(fā)出關(guān)斷信號關(guān)斷開關(guān)S，同時發(fā)出復(fù)位信號使實時積分器復(fù)位為零。 由上可以得出： 在單周期控制中，占空比D由下式?jīng)Q定： （2-1） 采用單周期控制時，電壓的平均值在每一個開關(guān)周期內(nèi)都與完全相同，并且與輸入電壓的大小無關(guān)。采用單周期控制系統(tǒng)完全抑制了輸入電壓的干擾，具有良好的直流電壓調(diào)節(jié)特性，當(dāng)開關(guān)頻率足夠高時，系統(tǒng)可以得到高質(zhì)量的直流輸出電壓。 可以將單周期控制思想擴展為通用的理論，對各種類型的開關(guān)變換器都可以用該技術(shù)實現(xiàn)。 在實際設(shè)計中，可以選擇單周期控制技術(shù)的芯片來代替控制電路，比如英飛凌的ICE2PCS01和IR的IR1150S芯片等。雖然IR1150S無論在管腳功能和使用方式上都同ICE1PCS01極為相似。不過IR1150S簡化了電流環(huán)，可直接使用簡單濾波后的電感電流檢測值來工作，無需電流環(huán)補償電容。所以本文將采用單周期控制方式的控制芯片IR1150S對功率因數(shù)校正電路進行設(shè)計。 2.2.4 DC/DC電路 DC/DC變換器是指能將一定幅值的直流輸入電壓（或電流）變換成一定幅值的直流輸出電壓（或電流）的電力電子裝置，主要應(yīng)用于直流電壓變換（升壓、降壓、升降壓等）、開關(guān)穩(wěn)壓電源、直流電機驅(qū)動等場合。DC/DC變換是將原直流電通過調(diào)整其PWM（占空比）來控制輸出的有效電壓的大小。 DC/DC轉(zhuǎn)換器又可以分為硬開關(guān)和軟開關(guān)兩種[11]。 ①硬開關(guān)（Hard Switching） 硬開關(guān)DC/DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)器件是在承受電壓或流過電流的情況下，開通或關(guān)斷電路的，因此在開通或關(guān)斷過程中將會產(chǎn)生較大的交疊損耗，即所謂的開關(guān)損耗。當(dāng)轉(zhuǎn)換器的工作狀態(tài)一定時開關(guān)損耗也是一定的，而且開關(guān)頻率越高，開關(guān)損耗越大，同時在開關(guān)過程中還會激起電路分布電感和寄生電容的振蕩，帶來附加損耗，因此，硬開關(guān)DC/DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率不能太高。 ②軟開關(guān)（Soft Switching） 軟開關(guān)DC/DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)管，在開通或關(guān)斷過程中，或是加于其上的電壓為零，即零電壓開關(guān)（Zero-Voltage-Switching，ZVS），或是通過開關(guān)管的電流為零，即零電流開關(guān)（Zero-Current·Switching，ZCS）。這種軟開關(guān)方式可以顯著地減小開關(guān)損耗，以及開關(guān)過程中激起的振蕩，使開關(guān)頻率可以大幅度提高，為轉(zhuǎn)換器的小型化和模塊化創(chuàng)造了條件。 所以在車載充電器的設(shè)計中選用軟開關(guān)。 理論上，按其變換功能可將DC/DC變換器分為降壓型DC/DC變換器（Buck變換器）、升壓型DC/DC變換器（Boost變換器）、升-降壓型DC/DC變換器（Boost-Buck變換器）和降-升壓型DC/DC變換器（Buck-Boost變換器）四種基本類型。然而在工程上，依據(jù)DC/DC變換器是否需要電器隔離，又可將其分為有變壓器的隔離型DC/DC變換器和無變壓器的非隔離性DC/DC變換器。 由于設(shè)計的DC/DC變換器只需實現(xiàn)降壓功能，所以將對具有降壓功能的DC/DC變換器[10]進行選型。 （1）Buck變換器 Buck變換器電路輸出電壓的平均值低于輸入直流電壓。電路圖如圖4所示。 圖4 Buck變換器電路圖 該電路使用一個全控型器件T，圖中為IGBT，也可使用其他器件。 根據(jù)電感電流是否連續(xù)，Buck變換器有三種工作模式，分別為連續(xù)導(dǎo)電模式、不連續(xù)導(dǎo)電模式和臨界狀態(tài)。電感電流連續(xù)是指輸出濾波電感L的電流總大于零，電感電流斷續(xù)是指在開關(guān)管關(guān)斷期間有一段時間流過電感的電流為零。在這兩種工作模式之間有一個工作邊界，稱為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)，即在開關(guān)管關(guān)斷期末，濾波電感的電流剛好降為零。他們工作波形有較大差異。 由此可見，T一周期中導(dǎo)通時間愈長，向電感轉(zhuǎn)移的能量愈多，向負(fù)載轉(zhuǎn)移的能量也愈多，即輸出電壓愈高。所以控制開關(guān)管導(dǎo)通占空比可控制輸出電壓。 其工作波形如圖5所示。 （a）buck電路連續(xù)工作模式 ；（b）buck電路不連續(xù)工作模式 圖5 buck變換器工作波形 T導(dǎo)通時，電感電壓，在該電壓的作用下，電感電流線性增長，電感儲能增加。 T關(guān)斷且電流連續(xù)時，電感電壓，在該電壓的作用下，電感電流線性下降，電感儲能減少。 T關(guān)斷且電流斷續(xù)時，電感電壓，電容向負(fù)載供電。 Buck變換器的優(yōu)點是電路簡單；控制特性好；負(fù)載側(cè)電流波動小。 缺點是電源側(cè)電流波動大；只能降壓，不能升壓。 （2）Buck-Boost變換器 Buck-Boost變換器電路如圖6所示。 圖6 Buck-Boost變換器電路圖 通過控制T通斷來控制電源向負(fù)載轉(zhuǎn)移電能。 T導(dǎo)通時，，電感電流線性增加，電感儲能增加，電源向電感轉(zhuǎn)移電能。 T斷開時，，電感電流減少，電感儲能減少，電感儲能向負(fù)載轉(zhuǎn)移電能。 其工作波形如圖7所示。 （a）boost電路連續(xù)工作模式 ；（b）boost電路不連續(xù)工作模式 圖7 boost變換器工作波形 Buck-Boost變換器的優(yōu)點是電路簡單；既能升壓，也能降壓。 缺點是電源側(cè)、負(fù)載側(cè)電流波動大。 （3）Cuk變換器 Cuk變換器電路如圖8所示。 圖8 Cuk變換器電路圖 通過控制T通斷來控制電源向負(fù)載轉(zhuǎn)移電能。T長期斷開時，輸出電壓。 T導(dǎo)通時間較長時，電感電流將趨于無限大，此時斷開T，將有無窮大能量轉(zhuǎn)移到負(fù)載，輸出電壓也將趨于無限大。 其工作波形如圖9所示。 （a）Cuk電路連續(xù)工作模式 ；（b）Cuk電路不連續(xù)工作模式 圖9 Cuk變換器工作波形 Cuk變換器的優(yōu)點是既能升壓，也能降壓；電源側(cè)、負(fù)載側(cè)電流波動小。 缺點是電路稍復(fù)雜；電容充放電電流波動大。 （4）單端正激變換器 正激變換器電路如圖10所示。 圖10 正激變換器電路圖 單端正激變換器由Buck變換器派生而來。在Buck變換器上插入一個隔離變壓器，即得到如圖7所示的單端正激變壓器。 單端正激變壓器電壓增益與開關(guān)導(dǎo)通占空比成正比，這與Buck變換器類似，不同的是比后者多了一個變壓器變比。在實際的正激變換器中，必須考慮隔離變壓器激磁電流的影響，否則鐵心中存儲的能量將使變壓器不能正常工作。 單端正激電路的優(yōu)點：增大了電壓的輸出范圍；加大了電路抗干擾的能力。 缺點是：變壓器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易飽和。 （5）單端反激變換器 反激變換器電路如圖11所示。 圖11 反激變換器電路圖 單端反激變換器由Buck-Boost變換器派生而來。和Buck-Boost變換器相比較可知，反激變換器用變壓器代替了升降壓變換器中的儲能電感。因此，這里的變壓器除了起輸入電隔離作用外，還起儲能電感的作用。 反激變換器在開關(guān)管導(dǎo)通時電源將電能轉(zhuǎn)為磁能儲存在變壓器中，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時再將磁能變?yōu)殡娔軅魉偷截?fù)載。 單端反激電路的優(yōu)點：轉(zhuǎn)移到負(fù)載側(cè)的能量由原邊電壓、等效電感、IGBT開通時間決定，與負(fù)載無關(guān)。很適合于高壓小功率變換電路。 缺點是：變壓器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易飽和。 （6）隔離型Cuk變換器 隔離型Cuk變換器如圖12所示。 圖12 隔離型Cuk變換器電路圖 Cuk變換器只能提供一個反極性、不隔離的單一輸出電壓，在要求有不同的輸出電壓和不同極性的多組輸出時，特別要求輸入、輸出之間電氣隔離時，就需要加入隔離變壓器。 隔離型Cuk變換器的工作原理是與Cuk型變換器相同的。它的顯著特點是變壓器的原、副邊繞組均無直流流過，這是由于電容、隔直流的緣故。這樣磁芯是兩個方向磁化的，不需要加氣息，體積可以做得較小。與其他只有一個開關(guān)管的單端電路相比，變壓器體積小一半，而且繞組面積減小，銅耗也減小。而且Cuk型變換器的輸入、輸出電流都是連續(xù)的，具有較小的紋波分量。 但是隔離型Cuk變換器仍然存在隔離型DC/DC的缺陷。 （7）橋式變換器 橋式變換器由四個功率晶體管組成。相對于半橋而言，功率晶體管及驅(qū)動裝置個數(shù)要增加1倍，成本較高，但可用在要求功率較大的場合。 橋式變換器主回路如圖13所示。橋?qū)堑膬蓚€功率晶體管作為一組，每組同時接通或斷開（也可其他方式），兩組開關(guān)輪流工作，在一周期中的短時間內(nèi)，四個開關(guān)管將均處于斷開狀態(tài)。四個開關(guān)導(dǎo)通（或關(guān)斷）占空比值均相等。 圖13 橋式變換器電路圖 橋式變換器的優(yōu)點：主變壓器只需要一個原邊繞組，通過正、反向的電壓得到正、反向磁通，副邊有一個中心抽頭繞組采用全波整流輸出。因此，變壓器鐵心和繞組的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率開關(guān)在非常安全的情況下運作。在一般情況下，最大的反向電壓不會超過電源電壓Vs，四個能量恢復(fù)（再生）二極管能消除一部分由漏感產(chǎn)生的瞬間電壓。這樣無須設(shè)置能量恢復(fù)繞組，反激能量便得到恢復(fù)利用。 　　 缺點：需要功率元件較多。在導(dǎo)通的回路上，至少有兩個管壓降，因此功率損耗也比雙晶體管推挽式變換器1倍。但是在高壓離線開關(guān)電源系統(tǒng)中，這些損耗還是可接受的。另外，能量恢復(fù)（再生）方式，由于有四個二極管，損耗略有增加。 以上是對具有降壓功能的DC/DC變換器的分析?；究梢苑譃椴粠Ц綦x變壓器和帶隔離變壓器兩大類。后者可以將電源和負(fù)載隔離，加大了安全性，但是隔離型損耗比較大。由于設(shè)計電路的輸入電壓與輸出電壓都不較大，所以不必采用損耗比較大的隔離型DC/DC。而在非隔離性DC/DC中，雖然有即可升壓也可降壓的DC/DC，但是電路較復(fù)雜。而設(shè)計的車載充電器只需要降壓，所以選用電路簡單的Buck變換器即可。 3前級Boost APFC電路設(shè)計 3.1 Boost APFC主電路的硬件設(shè)計 3.1.1功率因數(shù)的定義 首先假定交流輸入電壓為無畸變的標(biāo)準(zhǔn)正弦電壓，即： （3-1） 這里所講的功率因數(shù)（PF）是指被有效利用功率的百分比，與電工理論中的并非同一概念，后者表示的是正弦電壓與基波電流之間的相角差。而PF的定義則為： （3-2） 式中：為基波有功功率，V和I分別為輸入電壓、電流的有效值。 設(shè)輸入電流表達(dá)式為： （3-3） 則電流的有效值為： （3-4） 式中：、、分別表示輸入電流的基波分量和各次諧波分量。 那么， （3-5） 定義為畸變因數(shù)；為輸入相電壓與基波相電流之間的位移因數(shù)。因此，功率因數(shù)的嚴(yán)格定義應(yīng)為畸變因數(shù)與基波位移因數(shù)的乘積，即： （3-6） 可見輸入電流除了基波分量外，還含有大量的諧波。諧波電流使電力系統(tǒng)的電壓波形發(fā)生畸變，將各次諧波有效值與基波有效值的比值稱為總諧波畸變率THD，其定義為： （3-7） 式中：為所有諧波電流分量的有效值。 THD用來衡量電網(wǎng)的污染程度，是表征諧波電流含量多少的一個重要參數(shù)。由畸變因數(shù)γ的定義和上式子可得： （3-8） 所以功率因數(shù)PF也可以寫成： （3-9） 所以可以得到：當(dāng)一定時，THD越大，功率因數(shù)也就越低。因此，提高功率因數(shù)也就應(yīng)該從減小基波電壓、電流之間的相位角差和總諧波畸變率THD兩方面入手。從這個角度看，可以說諧波的抑制電路就是功率因數(shù)校正電路[12]。 3.1.2主電路參數(shù)設(shè)計 Boost APFC電路主電路結(jié)構(gòu)簡圖如圖14所示。 圖14 Boost APFC電路主電路圖 ①最大輸入功率和輸入電流計算 在正常的工作效率下，變換器的最大輸入功率為： 當(dāng)輸入電壓最低時，輸入電流的最大有效值為： 輸入電流最大峰值為： 輸入電流的最大平均值為： ②輸入電容的選取 輸入端的高頻電容主要來濾除輸入的高頻噪音和改善輸入紋波，計算如下： 其中是電流紋波系數(shù)（取20%），r是最大高頻電壓紋波系數(shù)，取6%。 所以選取、630V的薄膜電容。 ③電感量大小的選取： 在輸入電壓最低，輸入電流峰值的時候占空比有最大值： 電流紋波為20%峰值電流： 電感電流峰峰值為： 升壓電感： 選磁芯形狀和尺寸： 根據(jù)設(shè)計手冊，選EE形鐵氧體3C90磁芯材料。，單線圈。 其中為窗口面積，為磁芯有效截面積，L為Boost電感，為最大峰值電流，為最大有效值電流。 根據(jù)手冊，我們最后選取EE85B，，可以滿足要求。 電感線圈匝數(shù)的計算： 取氣隙，由公式可以計算匝數(shù)： 取N=34匝。 導(dǎo)線截面積的選取： 導(dǎo)線的電流速度一般300-500，這里去電流密度按有效值，最大電流有效值為19.4，故導(dǎo)線截面積為： 我們選取的銅導(dǎo)線。 ④輸出電容的選取 在功率因數(shù)校正變換器中，輸出電容設(shè)計主要考慮維持時間，一般取30ms。那么輸出電容為： 這里為輸出電壓最小值，一般取300V。故輸出電容選用3400，500V的電解電容。 ⑤開關(guān)器件的選擇 主開關(guān)管的選擇，主開關(guān)管的選擇應(yīng)考慮電流有效值的1.5-2倍的裕量，電壓應(yīng)為輸出電壓的1.5-2倍的裕量。經(jīng)前面的計算，功率管采用APT5010LFLL，耐壓500V，最大正向通態(tài)電流46A。續(xù)流二極管選用RURG5060超快恢復(fù)二極管，耐壓600，正向額定電流50A。整流橋選用KBPC5010F。 3.2 Boost APFC控制電路的硬件設(shè)計 3.2.1單周期控制Boost PFC電路的工作原理 （1）單周期控制的基本原理 當(dāng)開關(guān)S的開關(guān)周期恒定時，工作過程可用如下開關(guān)函數(shù)來表示： （3-10） 式中，是開關(guān)導(dǎo)通時間；是開關(guān)關(guān)斷時間；滿足，開關(guān)輸入信號通過開關(guān)斬波，輸出信號的頻率和脈寬與開關(guān)函數(shù)一致，而的包絡(luò)線與一致，開關(guān)S的輸出量與輸入量的關(guān)系為： （3-11） 假設(shè)開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于輸入信號和控制信號的帶寬頻率，對于傳統(tǒng)的控制而言，占空比由控制信號線性調(diào)制而成，那么得到開關(guān)的輸出信號為： （3-12） 因此，對于傳統(tǒng)的電壓反饋控制，開關(guān)的輸出信號是輸入信號和控制信號的乘積，的變化，必然導(dǎo)致的變化。而對于采用占空比的非線性調(diào)制，如果調(diào)制開關(guān)的占空比使每個周期開關(guān)輸出端斬波波形的積分值恰好等于控制信號的積分值，即： （3-13） 那么在每個周期開關(guān)輸出端斬波波形的平均值恰好等于控制信號的平均值，即： （3-14） 因此，在一個周期內(nèi)，輸出信號能及時被控制。 （3-15） 根據(jù)這個概念來控制開關(guān)的技術(shù)被定義為單周期控制技術(shù)，這時開關(guān)的有效輸出信號為： （3-16） 開關(guān)輸出信號完全抑制了輸入信號的影響，線性再現(xiàn)了控制信號。因此，通過單周期控制，將一個非線性開關(guān)變?yōu)橐粋€線性開關(guān)。 （2）單周期控制Boost PFC電路的工作原理 選擇的單相功率因數(shù)校正電路，如圖15所示。 圖15 單周期控制Boost變換器原理圖 對于單周期控制PFC Boost變換器，有： （3-17） 為使功率因數(shù)校正至1，希望有： （3-18） 式中，為Boost變換器輸入等效電阻。 根據(jù)式（3-17）和式（3-18），且令，可得： （3-19） 式中，為電流的采樣電阻；為電壓環(huán)調(diào)節(jié)器輸出。將式（3-17）帶入式（3-19），可以得到占空比D的控制目標(biāo)： （3-20） 從式（3-19）看到總是跟隨，從而變換器的入端阻抗等效為一個電阻，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。式（3-20）可以采用單周期控制策略實現(xiàn)控制。 如圖13所示，圖為實現(xiàn)占空比控制目標(biāo)的單周期控制器。在每一周期內(nèi)，與相對應(yīng)的積分器輸出，當(dāng)時，比較器輸出為1，即RS觸發(fā)器的R端置位；Q=1，積分器復(fù)位（）。 3.2.2 單周期控制Boost PFC變換器穩(wěn)定性分析 用狀態(tài)空間平均法對其進行建模[13]，先作如下假設(shè)： ①變換器工作在電流連續(xù)狀態(tài)； ②功率開關(guān)管和二極管均為理想器件，功率開關(guān)管輸出電容和二極管電容均忽略不計，只考慮電感串聯(lián)等效電阻。 Boost變換器開關(guān)模態(tài)圖如圖16所示，圖中電流方向為參考方向，以電感電流、電容電壓為狀態(tài)變量建立狀態(tài)方程。 （a）boost變換器開關(guān)管導(dǎo)通 ；（b）boost變換器開關(guān)管關(guān)斷 圖16 boost變換器開關(guān)模態(tài) 當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時，電感電壓、電流關(guān)系式如下： （3-21） 當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時，電感電壓、電流關(guān)系式如下： （3-22） 由式（3-21）和式（3-22）可以得到其平均動態(tài)方程： （3-23） 同理有下列方程成立： （3-24） 由式（3-23）和（3-24）可得Boost變換器的平均動態(tài)模型，寫成矩陣如下所示： （3-25） 對單周期控制Boost PFC的控制目標(biāo)方程式（3-20）中，并進行小信號化，在直流工作點附近做小信號擾動。 在式（3-20）中有：，，，帶入原式，并進行小信號化，可以得到在直流工作點附近小信號擾動如下所示： 帶入式（3-20）得： 將上式展開，刪去穩(wěn)態(tài)分量，略去二階無窮小即可得到下式： （3-26） 將式（3-25）小信號化，再將式（3-26）帶入可以得到單周期控制Boost PFC閉環(huán)小信號模型： （3-27） 令： （3-28） 其中： 矩陣A的特征值是方程： （3-29） 若其根在左平面，則方程是穩(wěn)定的。而： 是恒成立的，也就是根恒在左平面，所以單周期控制的Boost PFC變換器是穩(wěn)定的。 3.2.3 Boost PFC電路數(shù)學(xué)模型的建立 假設(shè)能量傳輸效率100%，根據(jù)能量守恒，輸出功率等于輸入功率。有，為二端口網(wǎng)絡(luò)輸入等效電阻。調(diào)制電壓，那么： （3-30） 整理得： （3-31） 對上式各變量求導(dǎo)， （3-32） 因為 （3-33） 整理得： （3-34） （3-35） 因為 （3-36） 帶入，則： （3-37） 設(shè)，，，原式可以寫為： （3-38） 根據(jù)式（3-38）得到小信號模型如圖17所示。 圖17 單周期控制的Boost電路小信號模型 （3-39） 把式（3-39）帶入式（3-37），得： （3-40） ，即為整流器的極點角頻率。 （3-41） 為誤差放大器